Материал: Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике (часть 1)

1.2. Гибридные ответвители

Гибридные ответвители предназначены для деления или суммирования энергии высоко­частотных сигналов, при этом взаимное влияние источников должно быть исключено. Кроме того, они должны обеспечивать точные фазовые соотношения выходных сигналов, в особенности это относится к фазовым сдвигам 0° и 0°/180°, так как сигналы с такой разностью фаз необходимы для устройств, работающих в однотактном и двухтактном режимах.

Гибридные ответвители состоят обычно из одного или нескольких широкополосных трансформаторов, подобных описанным в предыдущем разделе, а также из одного или нескольких активных резисторов^1}, служащих для поглощения части мощности, по­ступающей не в противофазе (с нежелательным сдвигом фаз). В качестве трансформато­ров предпочтительно использовать трансформаторы на линии вследствие их широко-полосности и присущих им хороших фазовых и амплитудных балансных свойств, от которых в значительной мере зависит развязка между входами А_х, т. е. взаимное влияние источников сигнала; величина А_х для оптимальной реализации конструкции составляет > 30 дБ в полосе частот до 150 МГц. В равной мере все сказанное относится к величинам собственного затухания а! и КСВ (s). В качестве поглощающих резисторов преимуще­ственно используют безындуктивные металлопленочные резисторы; в случае режимов с большой мощностью сигнала предпочитают тонкопленочные компоненты в микро-полосковом или коаксиальном исполнении.

Прежде всего скажем о цепях с 0° фазовым сдвигом. Их условное обозначение с указанием фазовых соотношений и две функционально идентичные схемы с двумя фазорасщепляющими ветвями R₃, R₄ изображены на рис. 1.27. R_1; R₃ и R₄ представляют собой источники сигнала и нагрузочные резисторы, которые включены в гибридный ответвитель вместе с поглощающим резистором R₂. Обратите внимание на различные значения номиналов сопротивлений. Минимальная рабочая частота Г_М1Ш для входа R_: составляет 0 Гц (!) и вообще зависит от типа используемого трансформатора. Независимо от многочисленных конфигураций R_t и R₂, R₃ и R₄ развязаны между собой.

Схемы 0°-гибридных ответвителей, у каждого из которых имеются две фазорас-щепляющие ветви, приведены на рис. 1.28. На входы можно подключать нагрузки. Для данных схем частотная характеристика входа R_t не начинается от 0 Гц, а определяется частотными свойствами трансформирующей квазилинии.

На рис. 1.29 изображены две схемы 0° ответвителей с четырьмя расщепляющими ветвями. Нагрузки на входах здесь одинаковой величины. Как особое преимущество этих схем следует отметить возможность их реализации с использованием трансформаторов на линии.

Представленные здесь так называемые «столбовые»-структуры²⁾ можно реализовать оптимальным образом в случае четного числа расщепляющих входов, т. е. 2, 4, 6 и т. д. В противоположность этому описанные ниже 4 схемы 0°-гибридных ответвителей свободны от указанных ограничений, но при своей реализации требуют больших затрат. Их условное обозначение с указанием фазовых соотношений, а также две схемы, каждая с двумя расщепляющими ветвями, изображены на рис. 1.30. Входы нагружены на раз­личные сопротивления.

На рис. 1.31 показаны еще две разновидности 0°-схем, которые имеют одинаковые входные сопротивления.

На рис. 1.32 представлены две схемы 0° ответвителей, каждая с тремя расщепляю­щими цепями и одинаковыми входными сопротивлениями.

Наконец, на рис. 1.33 приведены схемы еще двух 0° ответвителей с четырьмя расщепляющими ветвями каждая и одинаковыми входными сопротивлениями.

Конфигурации, приведенные на рис. 1.30-1.33, используются в основном при передаче больших мощностей, например в случае параллельного включения нескольких усилителей мощности на общую нагрузку. При эксплуатации в данном режиме величину мощности P_tx, рассеиваемой балластным сопротивлением R_x, а также величину полезной мощности Р₀, поступающей на общее нагрузочное сопротивление R_L, можно рассчитать по форму­лам, приведенным в табл. 1.1. При расчетах предполагается, что недействующие (вы-

1) Речь идет о балластном сопротивлении. - Прим. Ред.

2) В оригинале-Totem Pole-«тотемный столб» (жаргон, часто встречающийся в технической литературе).-Прим. Ред.

Рис. 1.27. Условное обозначение с указанием фазовых соотношений и две схемы 0°-гибридных ответвителей с двумя расщепляющими цепями. Эти схемы имеют разные входные сопротивления.

Рис. 1.28. Схемы двух 0°-гибридных ответвителей с двумя расщепляющими цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопротивления.

Рис. 1.29. Схемы двух 0°-гибрид-ных ответвителей с четырьмя рас­щепляющими цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопро­тивления.

Рис. 1.30. Условное обозначение с указанием фазовых соотношений и две схемы 0°-гибридных ответвителей с двумя расщепляющими цепями. Эти схемы имеют разные входные сопротивления.

Рис. 1.31. Схемы двух 0°-гиб-ридных ответвителей с двумя расщепляющими цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопротивления.

Рис. 1.32. Схемы двух 0°-гибридных ответвителей с тремя расщепляющими цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопротивления.

Рис. 1.33. Схемы двух 0°-гибридных ответвителей с четырьмя расщепляющими цепями. Эти схемы имеют одинаковые входные сопротивления.

ключенные) модули обладают сравнительно высоким сопротивлением, что типично для практики. Последняя формула в табл. 1.1 показывает, что P_tl сильно зависит от R_x. При использовании сигналов с неподавленной несущей мощность Р,_х, рассеиваемая на R_x, должна равняться расчетной, а в случае сигналов с подавленной несущей мощность будет составлять одну треть от вычисленной величины P_tx.

Рис. 1.34. Условное обозна­чение с указанием фазовых соотношений и две схемы 0°/180"-1ибридных ответвите-лей, каждый из которых об­разован из 2 + 2 расщепляю­щих цепей. Эти схемы имеют разные входные сопротивле­ния.

Рис. 1.34. Условное обозначение с указанием фазовых соотношений и две схемы 0/180 гибридных ответвителей, каждый из которых образован из 2+2 расщепляющихся цепей. Эти схемы имеют разные входные сопротивления.

И наконец, поговорим о 0°/180°-схемах. Их условное обозначение с указанием фазовых соотношений и две соответствующие схемы, каждая из которых содержит 2 + 2 рас­щепляющих цепи, изображены на рис. 1.34. В противоположность 0°-схеме сопротивление R₂ будет в данном случае внешним элементом. Сопротивления R,-R₄ можно свободно выбирать в качестве нагрузки или поглощающего элемента. Обратите внимание на то, что сопротивления R имеют различные значения. Значение нижней рабочей частоты f_MHH для входа r! составляет в данной схеме 0 Гц, а вообще оно зависит от типа трансформатора. Между входами R_i и R₂, а также R₃ и R₄ существует полная развязка, не зависящая от многочисленных возможных конфигураций схем.

Если требуется иметь одинаковые входные сопротивления для всех входов гибридного ответвителя, то следует использовать 0°/180°-схемы, изображенные на рис. 1.35. Для

Рис. 1.35. Схемы двух 0"/180"-гибридных ответвителей, каж­дый из которых образован 2 + 2 расщепляющимися це­пями. Эти схемы имеют оди­наковые входные сопротив­ления.

входа Rj этих схем область частот вблизи 0 Гц является нерабочей; величина нижней граничной частоты Г_мнн рабочего диапазона зависит от частотной характеристики транс­формирующей квазилинии.

Для всех схем, описанных выше, а в особенности для сложных, содержащих несколько трансформаторов и поглощающих сопротивлений, следует обращать особое внимание на электрическую симметрию, так как даже самые незначительные отклонения приводят к неприемлемому фазовому и амплитудному разбалансу, и в результате получаются значительные потери мощности и снижение А_х.

1.3. ВЧ-фильтры

Высокочастотные избирательные устройства (ВЧ-фильтры) выполняются, как правило, на основе L/C реализаций низкочастотных, высокочастотных и полосовых фильтров. Ниже мы обсудим реализацию подобных устройств при аппроксимации их характеристик полиномами Чебышева, Баттерворта (степенными) и эллиптическими (Кауэра) функ­циями.

Общее представление об амплитудно-частотных характеристиках фильтров можно получить, рассматривая рис. 1.36. Слева на рисунке изображена амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) фильтра низкой частоты (ФНЧ) с полосой пропускания от 0 Гц до граничной частоты f_c, выше которой, вплоть до бесконечности, расположена полоса задержания. В середине рисунка расположена АЧХ полосового фильтра (ПФ), полоса пропускания которого заключена между нижней f_c и верхней f_c граничными частотами, полоса задержания этого фильтра расположена от 0 Гц до f_c и от f_c до бесконечности. Справа на рисунке показана АЧХ фильтра высокой частоты (ФВЧ), полоса пропускания которого лежит от граничной частоты f_c до бесконечности, а полоса задержания расположена ниже f_c до нулевой частоты.

Более детально АЧХ изображена на рис. 1.37. Приведенные диапазоны допусков для функций Чебышева и Баттерворта справедливы для ФНЧ, ФВЧ и ПФ с учетом того, что они изображены в координатах нормированной расстройки П, причем значению Q = 1 соответствуют частота f_c для ФНЧ и ФВЧ и частоты f_c и f_c для ПФ. При О. < 1 расположена полоса пропускания, а при £1>1-полоса задержания. Значение £2 = 0 соответствует нулевой частоте для ФНЧ, бесконечным частотам для ФВЧ и средней геометрической частоте f_mg для ПФ. Величина il_s соответствует граничной частоте f_c, на которой достигается заданное значение затухания A_s. В пределах полосы пропускания фильтра задается неравномерность характеристики *А~^

Теперь поговорим о фильтрах нижних и высоких частот. На рис. 1.38 изображены схемы основных структур, частотные характеристики которых описываются функциями

Рис. 1.36. Общие определения амплитудно-частотных характеристик низкочастотных, полосовых и высокочастотных фильтров.

Рис. 1.37. Типовые амплитудно-частотные характеристики НЧ- и ВЧ-фильтров 3-го порядка, выпол­ненных на L/C-элементах. Данные фильтры достаточно эффективно используются на практике.

Рис. 1.38. Типовые схемы фильтров Че-бышева и Баттерворта. Фильтры с ха­рактеристикой Чебышева обладают сравнительно более высоким отноше­нием затраты/эффективность.

Чебышева и Баттерворта. Эти схемы соответствуют фильтрам третьего порядка (п = 3). В данном случае крутизна спада характеристики в полосе задержания составляет 18 дБ/октаву и обусловлена совместным влиянием каждого элемента, образующего фильтр (6 дБ/октаву). Сопротивления R_t и R₂ представляют собой источник сигнала и нагрузку соответственно. Для типичных нечетных значений п они равноценны, так что можно допустить любое их расположение относительно входных клемм фильтра. На практике из-за меньшего значения собственного затухания А_{ предпочитают П-образные ФНЧ и Т-образные ФВЧ, как содержащие меньшее число индуктивностей.

Результирующие избирательные свойства фильтров в зависимости от типа (Чебышева и т.д.) и порядка приведены на рис. 1.39 и 1.40. Эти рисунки служат для выбора оптимального аппроксимирующего полинома Чебышева или Баттерворта. По оси абсцисс откладывается значение Q₈, нормированное к величине £1 = 1 = f_c, где f_c- гра­ничная частота ФНЧ и ФВЧ. При проектировании ФНЧ используют непосредственно П > 1, а в случае проектирования ФВЧ необходимо использовать обратную вели­чину -I/O.

Чтобы определить конкретные номиналы L/C, исходят из схем и расчетных формул, изображенных на рис. 1.41, при этом в расчетах используют в качестве исходных данных тип аппроксимирующей функции, порядок фильтра, значение граничной частоты и соответствующие коэффициенты К_т, приведенные в табл. 1.2.

Рис. 1.39. Зависимость характеристик избирательности фильтров Чебышева 3, 5, 7 и 9-го порядка для различных значений А_р.

Порядок расчета следующий: а) по формулам (рис. 1.41, внизу слева) определяют базовые значения L_B и С_в исходя из значений f_c и R; б) вычисляют окончательные значе­ния С_п и L_n, основываясь на значениях коэффициентов К_т, взятых из табл. 1.2 и зависящих от порядка п фильтра. Нумерация элементов С₁₉ L_lt C_n, L_n на рис. 1.41 соответствует третьему столбцу в табл. 1.2. Используя аналогичный порядок расчета, следует проектировать и эллиптические фильтры^1}, типичные АЧХ которых изображены на рис. 1.42, а принципиальные схемы и расчетные формулы-на рис. 1.43. Задается требуемое значение A_s (в дБ), соответствующее Q_s, а так как частотная характерис­тика фильтров этого типа в области выше fl_s сильно изрезана, то применение для расчета номограмм нецелесообразно. Соответствующая информация об обсуждаемых здесь функциях, необходимая при проектировании, приведена в зависимости от п в табл. 1.3-1.5. Эти таблицы содержат также значения К_т и Ц)_п, нормированные к часто­те L.

Рис. 1.40. Характеристики избирательности фильтров Баттерворта 3, 5, 7 и 9-го порядков.

Рис. 1.41. Эквивалентные схемы и формулы для расчета ФВЧ и ФНЧ с характеристиками Чебыше Баттерворта. Значения коэффициентов К_т для ФНЧ и ФВЧ приведены в табл. 1.2.

Таблица 1.2. Коэффициенты, используемые при расчете ФВЧ и ФНЧ 3, 5, 7* и 9-го порядков с различными характеристиками Чебышева и Баттерворта (к рис. 1.41)

Сводка практически используемых основных параметров фильтров приведена в табл. 1.6, где указаны минимально допустимые значения собственной добротности индуктивностей Q0L на частоте f_c и максимальные допуски (в %) для номиналов элементов фильтра. Предполагается также, что собственная добротность конденсаторов Q0c по меньшей мере в 10 раз превышает добротность катушек индуктивности Q0_L, т.е. Q0c > |10Q0iJ, что является основным практическим требованием. Катушки с оптималь­ной добротностью можно реализовать только при нагрузочных сопротивлениях фильтра

Рис. 1.42. Типовые характеристики эллиптических фильт­ров. По сравнению с другими фильтрами, обладающими характеристиками с аналогичными параметрами п и А_р, эллиптические фильтры имеют лучшее отношение затра­ты/эффективность .

Рис. 1.43. Эквивалентные схемы и формулы для расчета эллиптических ФНЧ и ФВЧ (коэффициенты К_т для ФНЧ и ФВЧ приведены в табл. 1.3-1.5).

(R_x = R₂), находящихся в пределах от 25 до 200 Ом, что, вообще говоря, не является значительным ограничением. Значения обоих R должны отличаться не более чем на 5% от номинальной величины. Следует отметить, что описанные фильтры будут обладать требуемыми параметрами только в случае тщательного выполнения всех требований и

Таблица 1.4. Коэффициенты, используемые при расчете различных эллиптических ФВЧ и ФНЧ 7-го порядка (к рис. 1.43)

Таблица 1.5. Коэффициенты, используемые при расчете различных эллиптических ФВЧ и ФНЧ 9-го порядка (с рис. 1.43)