Дипломная (вкр): Измерение характеристик сигналов стереофонического радиовещания

На выходе блока УКВ имеется один или два контура ПЧ со средней частотой fпч=10,7 МГц. Два контура с критической связью Q=50 обеспечивают полосу пропускания 300 кГц.

Ограничение полосы пропускания радиотракта приемника ЧМ сигналов ведет к появлению паразитной амплитудной модуляции, спаду АЧХ на верхних модулирующих частотах и появлению нелинейных искажений. Паразитная амплитудная модуляция подавляется ограничителем, не показанным на рис. 6.1. Неравномерность АЧХ можно уменьшить корректирующими цепями, которые включаются после частотного детектора.

Рассмотрим три экстремальных варианта стереосигнала.

Вариант 1. Сигнал М максимален, сигнал S отсутствует. При этом имеется большая вероятность попадания гармоник сигнала М в область надтональных частот, т. е. в область S. После детектирования в стереодекодере эти частоты создают призвуки, которые ощущаются в выходном сигнале. Например, при передаче частоты 10 кГц ее третья гармоника создает после декодирования стереосигнала составляющую звуковой частоты 31,25-3*10 = 1,25 кГц (для ПМК), 38 - 3*10 = 8кГц ( для пилот-тона ).

Вариант 2. Сигнал S максимален, сигнал М отсутствует. В этом случае образуются комбинационные частоты ввиду взаимодействия верхней и нижней боковых полос модуляции. Например, при модуляции частотой 10 кГц появляются боковые составляющие 31,25 + 10 = 41,25 кГц и 31,25-10=21,25 кГц, которые при нелинейности третьего порядка создают составляющую звуковой частоты 21,25*2-41,25 = 1,25 кГц (для ПМК). Соответственно для системы с пилот-тоном боковые составляющие 28 и 48 кГц и звуковая составляющая 8кГц.

Вариант 3. Сигнал имеется только в одном канале. При этом комбинационные частоты образуются также ввиду взаимодействия между гармониками звуковой частоты канала М и боковыми полосами модуляции в канале S. Например, при модуляции той же частотой 10 кГц образуется составляющая звуковой частоты 21,25-10*2=1,25 кГц для ПМК и 8кГц для Пилот-тона.

Следует учитывать, что преобладают искажения третьего и других нечетных порядков, так как при симметричной резонансной кривой радиоприемника искажения четных порядков теоретически отсутствуют.

Чтобы нелинейные искажения были минимальными, радиотракт приемника должен иметь по возможности линейную горизонтальную амплитудно-частотную характеристику K=F1 (ω) и линейную наклонную фазо-частотную характеристику ϕ= F2(ω), как это показано на рис. 16.

В теории частотной модуляции показано, что основным источником нелинейных искажений является нелинейность ФЧХ радиотракта, свойственная системам с ограниченной полосой пропускания. Рис.16 Идеализированные

При монофоническом приеме верхняя характеристики ВЧ тракта частота модуляции составляет 15 кГц. Установлено, что с учетом различных факторов, возможных нестабильностей в радиотракте радиоприемника (уход частоты гетеродина, неточная настройка контуров и др.), для высококачественного моноприема следует иметь полосу пропускания тракта в пределах 120... 180кГц.

При стереофоническом приеме верхняя модулирующая частота значительно выше - 46,25 кГц (53кГц). Кроме того, модулирующий сигнал при стереофонии является более сложным, содержащим несколько частотных составляющих даже в самых простых случаях. Аналитические расчеты нелинейных искажений при стереофоническом приеме весьма сложны, поэтому вопрос о ширине полосы пропускания тракта промежуточной частоты решается экспериментально. Обследование большого числа серийно выпускаемых приемников показало, что переход к стереофонии требует расширения полосы тракта промежуточной частоты не менее чем на 20%, до значений 150 ...210 кГц. Более широкую полосу частот следует обеспечивать в радиоприемниках более высокого класса. В первых образцах стереофонических радиоприемников тракт промежуточной частоты строился по схеме «с распределенной селекцией», при которой селективные (контурные) элементы чередуются с усилительными (рис. 17а). Селективными элементами СЭ при этом служат связанные контуры с коэффициентом связи примерно 0,8, при котором получаются малые нелинейные искажения. Такие тракты легко настраивать, так как каждый селективный элемент настраивается самостоятельно. Однако в транзисторных радиоприемниках схема с разделенной селекцией обладает серьезными недостатками. Во-первых, форма резонансной кривой радиоприемника зависит от уровня входного сигнала. При изменении уровня меняются входные и выходные параметры транзисторов, изменяются паразитные обратные связи в УПЧ. Из-за этого изменяются степень связи между контурами и частота настройки. В результате возникают большие нелинейные искажения, может даже нарушиться устойчивость работы тракта. В новых радиоприемниках схема с распределенной селекцией не применяется. Вместо нее получила распространение схема с сосредоточенной селекцией (рис.17б). На входе тракта промежуточной частоты, обычно после согласующего каскада, расположен фильтр сосредоточенной селекции ФСС, состоящий из ряда настроенных контуров и обеспечивающий необходимые селективные свойства тракта. За ФСС следует импульсный (безынерционный) ограничитель Огр и частотный детектор ЧД. Фильтр сосредоточенной селекции настраивается так, чтобы он имел оптимальную форму АЧХ и ФЧХ для неискаженного прохождения стереофонического сигнала. При этом обеспечивается достаточная защита тракта от соседних радиостанций.

Рис.17 Структурные схемы тракта промежуточной частоты с распределенной (а) и сосредоточенной (б) селекциями

В качестве фильтра сосредоточенной селекции применяют полосовой фильтр, состоящий из n звеньев. Одно из звеньев фильтра показано на рис. 6.4,а. Коэффициент гармоник модулирующего напряжения

χ - обобщенная расстройка; Q - добротность катушек фильтра; n - число звеньев фильтра; F - модулирующая частота; fm - девиация частоты; Δf=2FB - ширина полосы частот, f0 - резонансная частота контура; FB - верхняя модулирующая частота.

Результаты подсчета коэффициента гармоник для одного звена фильтра показаны на рис. 6.4,6. При этом за параметр γ принята величина, пропорциональная потерям в фильтре:

Из графиков видно, что оптимальная характеристика получается при γ = 0,7. Но такое значение γ можно получить только при большой добротности контуров Q. Например, при fо =10,7 МГц и fm=50 кГц получаем, что добротность Q = 176, что не реализуемо. Для решения проблемы необходимо вместо звеньев k применять фильтры, состоящие из звеньев типа m. В этом случае коэффициент гармоник

m - параметр фильтра. Результаты расчета по этой формуле приведены на рис. 18. Из графиков видно, что оптимальным является значение m=1,3.

Одним из возможных вариантов фильтра сосредоточенной селекции на входе тракта промежуточной частоты является сочетание нескольких слабо связанных одиночных контуров (рис. 19). Резонансная кривая такого фильтра по мере увеличения числа контуров стремится к колоколообразнои форме (кривой Гаусса). Уравнение резонансной кривой этого фильтра следующее:

Фазо-частотная характеристика такого фильтра близка к оптимальной прямолинейной. Однако амплитудно-частотная характеристика имеет в полосе пропускания большую неравномерность, что приводит к значительной паразитной амплитудной модуляции.

Коэффициент передачи при такой слабой связи между контурами мал, поэтому от тракта промежуточной частоты требуется большой коэффициент усиления и хорошая защищенность от паразитных связей и наводок.

В результате анализа необходимой полосы пропускания радиоприемников при -стереоприеме, с учетом нестабильности гетеродина, было принято решение расширить ее по сравнению с монофоническим приемом со 120 до 140 кГц. При этом максимальная ширина полосы пропускания была увеличена всего на 10 кГц и принята равной 190 кГц вместо 180 кГц.

Рис.18 Коэффициент гармоник       Рис.19 Схема фильтра из

для фильтров типа m               нескольких слабо связанных контуров

Подавление паразитной амплитудной модуляции при стереофоническом радиоприеме должно обеспечиваться во всем диапазоне модулирующих частот, т. е. в диапазоне комплексного стереофонического сигнала 30 ... 46 250 Гц. Величина подавления амплитудной модуляции должна быть такой, чтобы можно было получить небольшие шумы, и нелинейные искажения.

Частотный детектор - один из источников амплитудно-частотных искажений комплексного стереосигнала.

Рис.20 Схема выходной части детектора (а), частотного корректора (б) и восстановление поднесущей частоты (в)

Обычно источником таких искажений являются конденсаторы, установленные на выходе детектора (рис. 20а).

Конденсатор С1 предназначен для шунтирования токов промежуточной частоты. В стереофонических радиоприемниках его емкость может быть уменьшена до пределов, обеспечивающих устойчивость работы высокочастотного тракта, обычно примерно до 30 пФ. Распределенная емкость С2 определяется емкостью монтажа. Она может достигать заметной величины, если стереодекодер удален от частотного детектора. Постоянная времени RC паразитных интегрирующих цепей, образующихся на выходе частотного детектора, не должна превышать 0,1 мкс. Следовательно, при выходном сопротивлении детектора 10 кОм выходная емкость не должна превышать 10 пФ.

Однако на практике не удается избежать некоторого спада амплитудно-частотной характеристики на верхних модулирующих частотах, поэтому после частотного детектора вводят частотную коррекцию. Один из вариантов, с двухзвенной частотной коррекцией, приведен на рис. 20б. Первое звено коррекции расположено перед каскадом усиления звуковой частоты, который обеспечивает получение стандартного сигнала на входе тракта звуковой частоты радиоприемника при монофоническом приеме: 250 мВ на резисторе 500 кОм. Второе звено коррекции включено на входе стереодекодера.

.3.3 СТЕРЕОДЕКОДЕРЫ

Стереодекодер предназначен для выделения из комплексного сигнала информации левого Л и правого П стереоканалов. Известны три вида декодеров полярно-модулированных колебаний: суммарно-разностные, с полярным детектором и с переключением (или с перемножением) сигналов.

Основными элементами стерео декодер а являются: цепь восстановления поднесущей, которая преобразует КСС в ПМК, и устройство детектирования ПМК. Цепь восстановления поднесущей частоты приведена на рис. 20в. Естественно, что АЧХ коэффициента передачи этой цепи должна быть обратной АЧХ цепи подавления поднесущей

Где ε = 5 - степень восстановления поднесущей; х - обобщенная расстройка, k - коэффициент, не зависящий от частоты.

Ясно, что это выполняется при условии  (рис.20в).

Для неискаженного воспроизведения стереофонической передачи должны выполняться следующие два условия: одинаковая добротность контуров на передающей и приемной сторонах и одно и тоже отношение резонансного сопротивления контура к включенному последовательно с ним активному сопротивлению.

Обычно выбирают соотношение ,где апн - переходное затухание, которое необходимо получить на нижних модулирующих частотах. Например, если на частоте 30 Гц требуется получить переходное затухание 20 дБ, то следует выбрать R = 20R0.

Отклонение добротности контура от величины Q=100 зависит от нормируемого переходного затухания на нижней частоте и определяется по формуле

Таким образом, если апн = 20 дБ, то отклонение добротности от 100 составит ∆Q = ±250/10= ±25 %.

Точность восстановления ПМК зависит от настройки контура LC. Расстройка контура приводит не только к снижению переходного затухания между стереоканалами Л и П, но и к увеличению нелинейных искажений.

Известно, что для получения переходного затухания 20 дБ и коэффициента гармоник Кг= 1 % необходимо, чтобы расстройка восстанавливающего контура не превышала ±0,25%. Для высококачественного стерео приема необходимо, чтобы нестабильность частоты настройки контура не превышала ±0,1 %.

В первых стереоприемниках применялись только декодеры с полярным детектором. Они отличались простотой, но не обеспечивали высоких качественных показателей. Суммарно-разностные декодеры могут обеспечить высокие качественные показатели, но при условии высокой стабильности параметров элементов схемы. В последнее время чаще всего применяются стереодекодеры с переключением. Этот тип декодеров обеспечивает высококачественное и стабильное детектирование. Но и первые два типа стереодекодеров не потеряли своей актуальности, поэтому кратко -рассмотрим особенности работы каждого из них.

Рис. 21 Полярно-модулированное колебание (а) и схемы, иллюстрирующие принцип его детектирования (б,в)

1.3.3.1 Декодеры с полярным детектором

Для детектирования полярно-модулированных колебаний (рис. 21а) может применяться схема, состоящая из двух детекторов различной полярности. Принцип разделения двух AM сигналов ясен из рис. 21б, а на рис. 21в полярный детектор изображен вместе с интегрирующими RС-цепями. Верхняя часть схемы выделяет огибающую положительных полупериодов (сигналы канала Л), а нижняя часть схемы - отрицательных полупериодов (сигналы канала П). Если бы можно было выделить огибающую в неискаженном виде, то детектор был бы идеальным. Однако для достижения этого нужно иметь постоянную времени τ = RC, близкую к бесконечности. Но при такой большой постоянной времени конденсатор не успевает разряжаться от периода к периоду поднесущей и напряжение на выходе не успевает изменяться в соответствии с изменением огибающей. В результате появляются большие нелинейные искажения детектированного колебания. Практика показывает, что постоянная времени не должна превышать -максимальная звуковая частота модуляции. Для FB=15 кГц максимальная постоянная времени RС-16 мкс. В этом случае .переходное затухание между стереоканалами 27 дБ, а коэффициент гармоник 0,8 %. С учетом нелинейных характеристик диодов реальный коэффициент гармоник составляет 1 ... 1,5 %

Путем незначительного усложнения полярного детектора можно увеличить переходные затухания между стереоканалами. Например, для увеличения переходного затухания можно перейти от «чистого» полярно-модулированного колебания к колебанию с несколько увеличенной надтональной частью в виде:

где b > 1- коэффициент. Оптимальное значение коэффициента b в зависимости от инерционности детектора ΩвRC показано на рис. 22а.