Материал: Груба - Системы охранной сигнализации (2012) 10mb

лее 10 см от ПРД будет обеспечиваться при непрерывной мощности излучения WПРД < 0,1 Вт. Степень воздействия определяется средней мощностью. В связи с этим импульсный режим работы передатчика позволяет увеличивать мгновенную мощность излучения WПРД до нескольких ватт, сохраняя средний уровень в пределах допустимого. Если длительность импульса равна τ и они следуют с интервалом T, то средняя мощность WСР = WПРД × (τ/T), а выигрыш пропорционален отношению (T/τ).

Длительность импульса τ определяется продолжительностью переходных процессов в излучающих и приемных элементах, а также возможностью использования в цепях управления и обработки сигналов недорогих ОУ и микросхем серий КМОП. Обычно она составляет τ = 10…100 мкс. Период следования импульсов должен быть достаточно малым, чтобы успевать отслеживать происходящие изменения при максимальной скорости пересечения зон Френеля минимальных размеров. Так, для минимальной длительности выброса Δt = 0,1 с следует выбрать интервал T хотя бы на порядок меньше T = Δt/10 = 0,01 с. Тогда выигрыш составит не менее T/τ = 0,01 с / 100 мкс = 100 раз, а безопасный уровень П < 1 мВт/см2 обеспечивается при импульсной мощности WПРД < 10 Вт.

Многие полупроводниковые элементы СВЧ техники не только являются источниками скрытой опасности для человека, но и сами весьма чувствительны к внешним воздействиям. Такие элементы, как генераторные диоды Ганна, смесительные и детекторные диоды и многие другие полупроводниковые элементы, обладают низким пробивным напряжением и малой собственной емкостью (менее 1 пФ). По этой причине даже небольшой статический заряд способен вывести их из строя. При работе с полупроводниковыми СВЧ элементами необходимо придерживаться следующих правил:

—заземлять рабочую поверхность стола, выполнив ее из листа проводящего материала;

—надевать на руки заземленные (через резистор сопротивлением 1 МОм) браслеты, пользоваться заземленным инструментом;

—заземлять жало паяльника; отключать паяльник от питающей сети на время пайки;

—установку, снятие или замену СВЧ элементов проводить только при отключенном напряжении питания;

—носить антистатическую одежду.

Передача сигналов СВЧ диапазона с помощью обычных двухпроводных линий затруднена из-за высокой степени излучения в окружающее пространство и значительного затухания. Для передачи СВЧ сигналов используются специальные тракты: коаксиальные, волноводные и полосковые. Элементы трактов, обладающие минимальным затуханием, технически проработаны и доступны для широкого применения.

Типичный коаксиальный кабель состоит из центральной медной жилы и металлического экрана круглого сечения, пространство между которыми заполнено диэлектриком (рис. 2.22.7). Сверху кабель защи-

щает пластиковая оболочка. В качестве диэлектрика обычно используется вспененный полиэтилен, благодаря низким потерям СВЧ излучения в данном материале. Еще меньшие потери обеспечивает воздушный диэлектрик, но тогда возникают проблемы обеспечения жесткости крепления центрального проводника. Коаксиальные тракты применяются в диапазоне от 20 МГц до 12 ГГц. Их стандартное волновое сопротивление составляет 50, 75, 100, 150 или 200 Ом, первые два используются в трактах передачи сигналов, последние три – преимущественно в цепях согласования. Выпускаются кабели с наружным диаметром 2…18 мм и затуханием 0,2…1,5 дБ/м (на частоте 1 ГГц). С повышением частоты затухание коаксиальных кабелей возрастает, поэтому они редко используются на частотах выше 3…5 ГГц, да и то – в виде коротких отрезков кабеля или коаксиальных трактов с воздушным диэлектриком.

Рис. 2.22.7 Коаксиальный кабель

Волновод представляет собой полую металлическую трубу постоянного сечения, внутри которой распространяется электромагнитная волна. Материалом трубы обычно является медь, алюминий или медные сплавы. Наиболее популярная форма сечения – прямоугольник с отношением сторон a/b ≈ 2 (рис. 2.22.8), хотя встречаются волноводы и другой формы: плоские прямоугольные (a/b > 2,5), круглые, П-образные и Н-образные. Чем ниже частота излучения, тем большего сечения требуется волновод. Толщина стенки невелика – около 1…2 мм. Изготавливаются волноводы ряда стандартных сечений, перекрывающие диапазон частот от 0,3 до 300 ГГц. Однако, наиболее часто они используются на частотах выше 1…3 ГГц, где с ними не могут конкурировать коаксиальные кабели. Параметры некоторых стандартных волноводов приведены в таблице 2.22.2. Их волновое сопротивление находится вблизи 500…600 Ом. Затухание минимально для медных волноводов, применение других материалов приводит к увеличению затухания. Длина волны λ должна удовлетворять условиям распространения: a < λ < 2a, λ > 2b. Точность, выдерживаемая при изготовлении волноводов, – порядка 0,1 мм.

Рис. 2.22.8 Волновод

Полосковая линия представляет собой тонкую металлическую полоску, вдоль которой распространяется электромагнитная волна. Параллельно одной полоске

Таблица 2.22.2 Параметры стандартных волноводов

могут проходить другие, они могут находиться в воздухе или в слое твердого диэлектрика, могут быть окружены замкнутым или односторонним экраном. Наиболее распространенный несимметричный полосковый волновод состоит из заземленной и токонесущей пластин, разделенных слоем диэлектрика (рис. 2.22.9). Он изготавливается печатным методом (травлением фольгированных листов фторопласта), либо напылением или осаждением слоя металла на подложку из ситалла или поликора. Процесс изготовления полосковых волноводов технологичен и дешев, он легко интегрируется с монтажом радиодеталей на общую плату. Получаемые узлы компактны и надежны.

Рис. 2.22.9 Полосковая линия

которое можно менять в пределах Z0 = 10…300 Ом путем подбора ширины полосковой линии b (рис. 2.22.10). Потери СВЧ энергии в полосковых линиях складываются из потерь в проводнике, в диэлектрике и на излучение. Они превышают погонные потери в объемных волноводах и коаксиальных линиях, но на коротких расстояниях – несущественны.

Рис. 2.22.10 Зависимость волнового сопротивления Z0 от параметров полосковой линии

В диапазоне СВЧ часто требуется использовать конденсаторы малой емкости и небольшие индуктивности. Если полосковые линии изготавливаются из фольгированного фторопласта (или другого диэлектрика), то данные элементы могут быть вытравлены вместе с линиями волноводов (и антенными системами – о чем будет сказано несколько позже). Небольшое утолщение линии станет конденсатором, а завиток – индуктивностью (рис. 2.22.11); мановение руки – и готов фильтр.

Размеры полосковых линий выбираются из условий h ≤ λ/2; 0,5 мм ≤ (1,05…1,1)b < λ/2; a ≥ b + 2h; t = 0,025…0,05 мм. Если слой диэлектрика тонкий (h ≤ 2 мм) и он обладает высокой диэлектрической проницаемостью ε >> 1, а нижняя проводящая пластина заземлена, то волновод называется микрополосковым. Чтобы волна в линии не затухала, диэлектрик должен обладать малыми значениями тангенса угла диэлектрических потерь tgδ < 10–3. Параметры некоторых наиболее распространенных диэлектриков, применяемых в диапазоне СВЧ, приведены в таблице 2.22.3.

Таблица 2.22.3 Диэлектрики для полосковых линий

Полосковые волноводы применяются в диапазоне частот 0,3…30 ГГц. Они характеризуются небольшим, но главное – управляемым волновым сопротивлением,

Рис. 2.22.11 Полосковые элементы

Подсоединив к СВЧ генератору через волновод антенну и подав на генератор постоянное напряжение, мы получим блок ПРД, работающий в непрерывном режиме. Если добавить генератор импульсов, управляющий напряжением питания, то будет готов импульсный ПРД. Точно так же цепочка из антенны, волновода и СВЧ детектора составляет основу блока ПРМ, на выходе которой возникает низкочастотный электрический сигнал, пропорциональный принимаемой мощности излучения. Для получения ПРМ останется добавить к ней схему выделения информативных признаков и активации сигнала тревоги. Собственно волновод может отсутствовать, к чему всячески стремятся с целью упрощения конструкции, хотя его элементы остаются всегда. Особенностью СВЧ устройств является то, что на распространение излучения влияет множество факторов, точный учет которых затруднен, и новые технические решения часто нуждаются в экспериментальной проверке.

Соединяя между собой отдельные элементы (антенну с волноводом, волноводы между собой) важно согласовывать их волновые сопротивления. Если оба

волновых сопротивления равны, то излучение проходит без отражения, а само соединение называется согласованным. Если же подсоединить к передающей антенне с волновым сопротивлением R1 = 150 Ом питающий волновод (так называемый фидер) с волновым сопротивлением R2 = 50 Ом, то часть энергии отразится от места соединения и потери рассогласования составят χ = ((R1 – R2) / (R1 + R2))2. КПД сочленения будет равен η = 1 – χ = 1 – ((150 – 50) / (150 + 50))2 = 0,75, то есть четверть мощности потеряется впустую.

Но все не так страшно, как может показаться на первый взгляд. Для соединения различных трактов (коаксиальных, волноводных, полосковых и других, здесь не упоминавшихся) разработано и выпускается множество различных переходов, способных удовлетворить любую потребность. Они позволяют не только согласовывать волновые сопротивления линий разных типов с минимальными потерями, но и преобразовывать тип, поляризацию и другие параметры излучения. Так, например, наиболее востребованные переходы между коаксиальной линией и объемным волноводом (для возбуждения волновода или, наоборот, для его связи с нагрузкой) выполняются в виде емкостного штыря (зонда), размещаемого в пучности электрического поля, или индуктивной петли, размещаемой в пучности магнитного поля (рис. 2.22.12).

Рис. 2.22.12 Переходы между коаксиальной линией и объемным волноводом

Установив место, занимаемое каждым узлом ПРД и ПРМ, самое время вернуться к наиболее важному их элементу – антенне – и рассмотреть возможности каждого из пяти упоминавшихся их типов (вибраторные, рупорные, щелевые, зеркальные, полосковые). Типом антенны определяются такие ее параметры, как ДН, КНД D и усиление G = ηD, которые уже рассматривались ранее. Необходимо добавить, что оба параметра D и G могут фигурировать не только в относительных единицах, но и в логарифмических (дБ), рассчитываемых по формулам D(дБ) = 10lgD и G(дБ) = 10lgG. КНД различных антенн может меняться в пределах от D = 1,5 = 1,76 дБ для короткого диполя до более чем D = 100000 = 50 дБ для большой спутниковой тарелки. Столь же важно обращать внимание на такие параметры, как входное сопротивление антенны и полосу ее пропускания.

Вибраторные антенны представляют собой наиболее простой тип антенн. Они состоят из различных комбинаций активных и пассивных вибраторов, имеющих вид металлических пластин, прутков или трубок. Всем известен полуволновой диполь – одна из разновидностей вибраторных антенн (рис. 2.22.13). Полная длина вибратора выбирается равной половине длины

волны излучения λ/2, точнее, чуть меньше (на 5%). В качестве фидера используется двухпроводная или коаксиальная линия. КНД антенны равен всего лишь D = 1,64. Диаграмма направлености равномерна в плоскости, перепендикулярной к оси вибратора, и лишь в направлении самой оси наблюдаются провалы излучаемой мощности. Вибраторные антенны используются в диапазоне до нескольких гигагерц. Их широкая диаграмма согласуется с потребностями радиолучевых СО только на малых расстояниях L. Но без них картина была бы неполной. Полуволновой диполь находит применение в качестве облучателя в других типах антенн (благодаря широкой равномерной ДН), а также – в микроволновых СО объемного типа (радиолокационных и радиометрических), где ЗО должна заполнять все контролируемое помещение.

Рис. 2.22.13 Полуволновой диполь

Рупорные антенны согласуются с волноводными трактами и работают во всем диапазоне СВЧ от 0,3 до 300 ГГц. Различные их типы отличаются формой и размерами рупора. Широко распространен пирамидальный рупор (рис. 2.22.14). Прямоугольный волновод размером a×b, соответствующим выбранной частоте излучения, равномерно расширяется до размеров раскрыва A×B. Раскрывом антенны называется ее внешний контур – граница между антенной и свободным пространством. Площадь раскрыва равна S = A×B. Длина волноводной части l не имеет существенного значения и часто выбирается примерно равной длине волны излучения λ. Длина рупора LР (высота пирамиды) определяется оптимальным образом из условия максимального коэффициента усиления антенны.

Рис. 2.22.14 Рупорная антенна

Открытый конец волновода является частным случаем рупора (A = a, B = b, LР = 0). Он дает широкую диаграмму направленности с углом около θ = 120° и небольшим коэффициентом усиления. Главный его недостаток – плохая согласованность со свободным пространством. Из-за высокого коэффициента отражения значительная доля мощности не в состоянии покинуть волновод.

По мере увеличения размеров рупора (A, B, LР) угол ДН θ уменьшается, коэффициент усиления G растет, а КСВ приближается к единице. По сравнению с открытым концом волновода угол θA в плоскости стороны A

уменьшается в (A/a) раз, а угол θB в плоскости стороны B – в (B/b) раз. Углы ДН в горизонтальной и вертикальной плоскостях могут быть выбраны независимо друг от друга. Коэффициент усиления рупорной антенны (с длинным рупором) примерно равен G = η4πS/ λ2 ≈ 10AB/λ2, поскольку ее КПД η ≈ 0,8 (для коротких антенн он будет несколько ниже).

Выбрав длину волны λ и углы ДН θA и θB, можно оценить геометрические параметры рупора A = 1,4λ/ θA, B = 0,92λ/θB, а по ним – выбрать его оптимальную длину LР = A2/3λ или LР = B2/2λ. Если последние числа не совпадают, то следует взять наибольшее значение. Приведенные соотношения тем точнее, чем больше длина рупора. В случае малых величин LР расчеты следует проверять экспериментально. Вычислив A, B и LР, далее легко определить все недостающие размеры рупора, изготовить его выкройку из листовой меди и припаять к волноводу.

Пример. Оценим размеры рупорной антенны для длины волны λ = 3 см (f = 10 ГГц) и углов ДН θA = θB = 0,2 = 12°. Берем прямоугольный волновод с размерами поперечного сечения a = 23 мм, b = 10 мм (табл. 2.22.2). Тогда размеры раскрыва рупора A = 1,4λ/θA = 210 мм, B = 0,92λ/θB = 140 мм, длина LР = A2/3λ = 490 мм (LР = B2/2λ = 310 мм оказывается меньше). Коэффициент усиления G = 10AB/λ2 = 300. Из примера видно, что рупорная антенна с узкой ДН имеет большие размеры.

Щелевые антенны обязаны своим существованием уравнениям Максвелла, в соответствии с которыми излучение проводящей плоской геометрической фигуры эквивалентно излучению проводящей плоскости с вырезом в виде той же фигуры. Щелевые антенны существуют во множестве вариантов. Любой антенне, выполненной из металла, можно представить ее щелевой аналог. Обычно щель требует большего расхода материала, чем ее прототип. Но в ряде случаев, определяемых методом возбуждения, подобные антенны дают преимущества по сравнению с другими типами антенн, например, когда металлическая поверхность уже существует (автомобиль, самолет, корпус прибора) или выполнение щелей осуществляется проще, чем изготовление множества отдельных антенн с самостоятельными фидерами.

Волноводно-щелевая антенна превращает отрезок волновода в источник направленного электромагнитного излучения. Она позволяет обойтись без каких-ли- бо промежуточных трактов передачи энергии. Волно- водно-щелевая антенна представляет собой массив регулярных прорезей в одной из боковых поверхностей волновода (рис. 2.22.15). Каждая из них является отдельным миниатюрным излучателем, причем все они согласованы между собой. С одной из сторон волновод открыт, с этой стороны подводится излучение (нижняя на рисунке). С другой стороны находится заглушка, направляющая поступающую энергию в щели-антенны.

Прорези располагаются на широкой или на узкой стороне волновода. Они могут иметь различный наклон. От их рисунка и количества зависит ДН антенны. Если прорези имеют длину λ/2, направлены вдоль оси волновода и расположены в шахматном порядке на его широкой стороне (в пучностях поля), то КПД антенны дости-

гает η = 0,9 при КНД D = 3,2n, где n – число прорезей. Диаграмма направленности антенны (при вертикальном расположении волновода) сильно сплюснута сверху и снизу, она имеет форму горизонтального веера. Такая ориентация снижает влияние земли, травы и мелких животных на работу СО. Сама антенна очень технологична и изготавливается на фрезерном станке из закрытого с одной стороны волновода подходящей длины.

Рис. 2.22.15 Волноводно-щелевая антенна

Зеркальные антенны состоят из облучателя (источника СВЧ сигнала) и отражающей поверхности (металлического зеркала), направляющей излучение в нужном направлении. Чаще всего зеркало имеет форму параболоида вращения, оно концентрирует электромагнитную волну в виде узкого симметричного луча (рис. 2.22.16). Облучатель устанавливается в фокусе (или в фокальной плоскости) зеркала. В качестве облучателя можно использовать открытый конец волновода, небольшой рупор или диполь с отражателем, направляющим все излучение диполя на поверхность зеркала. Излучение облучателя должно равномерно покрывать площадь зеркала, но не более того; излучение, проходящее мимо зеркала теряется безвозвратно и снижает КПД.

Рис. 2.22.16 Зеркальная антенна

Направленность действия антенны возрастает с увеличением радиуса ее раскрыва R. На величину угла ДН θ влияют также другие факторы: близость формы зеркала к параболе, точность установки облучателя в фокусе зеркала, вид ДН облучателя. Для определения угла θ можно воспользоваться соотношением θ = (1,02…1,4)λ/2R или средней оценкой θ = 1,2λ/2R. Минимальное значение коэффициента 1,02 соответствует случаю равномерного облучения поверхности зеркала и его строго параболической форме, что достигается с трудом; значение 1,4 – не слишком тщательному согласованию облучателя с зеркалом, изготовлению и сборке в условиях поточного производства. Приведенная формула дает возможность находить размер зеркала антенны по требуемому углу ДН.

Величина коэффициента усиления G определяется рядом дополнительных факторов: КСВ облучателя, качеством поверхности зеркала, долей энергии облучателя, попадающей на зеркало. Тем не менее, здесь, как и везде, применима формула G = η4πS/λ2 = η(2πR/λ)2. КПД η меняется в пределах от 0 до 1. Для антенн среднего качества, которые применяются в недорогих радиолучевых СО, он составляет в среднем η = 0,5, редко опускаясь ниже 0,4 или поднимаясь выше 0,6. Увеличение коэффициента усиления достигается за счет применения антенн с большой площадью раскрыва. Например, антенна диаметром 2R = 1 м, работающая на длине волны λ = 10 см, обладает усилением G = 0,5 × (π / 0,1)2 = 500 = 27 дБ.

Зеркальная антенна обеспечивает высокую эффективность, она направляет в свободное пространство значительную долю падающей на ее поверхность энергии. Кроме того, она согласована в широком диапазоне длин волн, а также компактна (по сравнению с рупорной). Вместе с тем, ее применению сопутствует усложнение конструкции, необходимость изготовления зеркала специфической формы и отдельного облучателя, устанавливаемого в определенную точку относительно зеркала. Смещение облучателя приводит к расширению луча и изменению его направления, что может вызвать сложности при юстировке СО. Границы ДН облучателя не могут быть абсолютно резкими, поэтому либо часть энергии про-

ходит мимо зеркала, либо значительная доля энергии попадает на центральную часть зеркала, что приводит к увеличению угла ДН антенны.

Зеркальные антенны предоставляют широкий набор ДН различной формы. Заменив параболоид вращения на цилиндрический параболоид и применив линейный облучатель, можно получить ДН в виде узкого горизонтального веера (рис. 2.22.17). Если ДН излучателя сконцентрирована в горизонтальной плоскости, а приемника – в вертикальной, то процесс юстировки СО упрощается, так как каждый из блоков потребует изменения его направления только в одной плоскости (излучатель – наклонить, а приемник – повернуть относительно вертикальной оси).

Пример. Оценим размеры зеркальной антенны для длины волны λ = 3 см и угла ДН θ = 0,2. Диаметр антенны 2R = 1,2λ/θ = 180 мм. Коэффициент усиления

G= η(2πR/λ)2 = 0,5×(3,14×0,18/0,03)2 = 180. Полосковые антенны выполняются в виде плоских

металлических поверхностей различной формы. Они вытравливаются на тех же платах, на которых проходят полосковые линии и устанавливаются элементы генераторов или приемников СВЧ излучения. Полосковые антенны предоставляют возможность компактных, технологичных и недорогих решений различных устройств.

Многочисленные варианты полосковых антенн отличаются формой, размерами, исполнением и способом подачи возбуждения. Среди них есть как цельно-

Рис. 2.22.17 Зеркало в виде параболического цилиндра

металлические, так и щелевые. Наиболее употребительны плоские прямоугольные антенны (рис. 2.22.18). Излучающий слой металла отделен от заземленной пластины слоем диэлектрика с относительной диэлектрической проницаемостью ε. Прямоугольная антенна с точки зрения формирования электромагнитной волны эквивалентна открытому концу волновода (тех же размеров). Она имеет длину b и ширину a, и возбуждается либо с помощью коаксиальной линии, либо полосковым вводом в месте расположения пучности поля (центральная часть ширины пластины).

Рис. 2.22.18 Полосковая антенна

Параметры антенны выбираются из следующих условий: длина b = λ/(2ε1/2), ширина a < λ/2 уточняется по требуемой диаграмме направленности. КПД антенны невысок, он составляет η = 0,5…0,8 (в среднем – 0,65). Прямоугольная антенна имеет широкую ДН, ее углы составляют около θa = 1,1λ/a, θb = 1,1λ/b (вдоль сторон a и b соответственно). Здесь проявляются неудобства, связанные с описанием ДН с помощью углов θ половинного ослабления энергии. Если плотность потока энергии почти не зависит от направления излучения, то величина θ может значительно превосходить угол π. Поэтому удобнее пользоваться выражением для коэффициента усиления антенны G = η4πab/λ2 ≈ 8ab/λ2.

Широкая ДН антенны позволяет использовать ее в радиолучевых СО только на малых расстояниях между ПРД и ПРМ или в качестве облучателя зеркальной антенны. Особенностью полосковых антенн является их узкополосность, способность эффективно работать в ограниченном диапазоне частот, что здесь является скорее достоинством, чем недостатком. Антенну сложнее настроить, но она обеспечивает повышенную помехоустойчивость к электромагнитным наводкам. Данные антенны, благодаря широкой ДН, эффективны для применения в радиолокационных или радиометрических СО.

Описанные пять разновидностей антенн позволяют подобрать параметры источника или приемника излучения на любой вкус, с произвольной ДН. Общий вы-