Материал: Схемотехника аналоговых электронных устройств. Воробьева Е.И

Рис. 3.2.6. Бестрансформаторные двухтактные каскады с несимметричными входом и выходом (двухтактные каскады с дополнительно симметрией): а) с двумя источниками питания; б) с одним источником питания и разделительным конденсатором

Если в двухтактных каскадах типа рис. 3.2.5 с транзисторами одинаковой проводимости подводить один, входной сигнал между точками А и Б (UВХ2 на рис. 3.2.5), а второй — между точками А и Г (UВХ3 на рис. 3.2.5), что имеет место при предыдущем резисторном инверсном каскаде с разделенной нагрузкой, то нижний транзистор T2 будет работать с общим эмиттером и давать большое усиление как тока, так и напряжения сигнала. Верхний же транзистор Т1 в этом случае оказывается включенным с общим коллектором, так как между его эмиттером и общим проводом схемы А имеется все выходное напряжение Uвых. Поэтому для симметричной работы плеч схемы напряжение сигнала между точками А и Г должно во много раз превышать Uвх2 и быть равным UВХ3 = UВХ1 + Uвых, что требует применения специальной схемы инверсного каскада с разделенной нагрузкой. Однако в настоящее время такую схему почти не используют из-за затруднений, возникающих при работе ее на бестрансформаторный каскад в режиме В. При трансформаторном предыдущем инверсном каскаде напряжения сигнала во входные цепи транзисторов Т1 и Т2 схемы рис. 3.2.5 можно подавать от двух отдельных одинаковых вторичных обмоток, подключив одну из них между точками А и Б, а вторую — между точками В и Г; в этом случае оба транзистора будут работать с общими эмиттерами и давать большое и одинаковое усиление. В бестрансформаторных двухтактных каскадах с дополнительной симметрией типа рис. 3.2.6 при подведении входного напряжения сигнала между точками А и В, что имеет место при использовании резисторного предыдущего каскада, оба транзистора двухтактной бестрансформаторной схемы оказываются включенными с общими коллекторами, вследствие чего, подаваемое на вход напряжение сигнала здесь должно быть больше выходного напряжения. Но если в этих схемах напряжение входного сигнала подводить между точками Б и В, что возможно при трансформаторном предыдущем каскаде, оба транзистора схемы будут работать с общими эмиттерами и давать одинаковое усиление.

При резисторном предыдущем каскаде и напряжении источника питания Е напряжение питания плеча бестрансформаторного каскада равно 0,5Е и при полном использовании этого напряжения максимальная амплитуда выходного сигнала получается немного меньше 0,5Е из-за остаточного напряжения на транзисторах. На вход бестрансформаторного каскада для полного использования напряжения питания нужно подавать сигнал, равный примерно 0,5Е. Но резисторный каскад отдает напряжение сигнала, близкое к этому значению лишь при сопротивлении нагрузки цепи коллектора переменному току R~, равном сопротивлению нагрузки постоянному току R=. При соединении верхнего конца резистора R с источником питания R~ резисторного каскада, равное параллельному соединению R и входного сопротивления двухтактного каскада, оказывается значительно меньше R=≈R. При этом отдаваемая резисторным каскадом амплитуда сигнала не превышает (0,25—0,3) Е, транзисторы и питание выходного каскада используются неполностью, а его КПД и отдаваемая мощность снижаются. Для устранения этого недостатка нагрузку выходного каскада можно включить между верхним проводом питания и конденсатором С , а верхний конец резистора R подключить к точке соединения С и RB. В этом случае на резисторе R будет падать не выходное напряжение резисторного каскада, а в десятки раз меньшее напряжение сигнала база-эмиттер выходных транзисторов и R~ резисторного каскада будет практически равно входному сопротивлению двухтактного каскада, которое может быть сделано близким к R==R или равным ему. При этом сигнал на входе двухтактного каскада будет достаточен для хорошего использования транзисторов и питания, а КПД и отдаваемая мощность близки к теоретическому пределу. Хотя бестрансформаторные каскады типа рис. 3.2.5 и 3.2.6 могут работать как в режиме А, так и в режиме В, их почти всегда используют в режиме В, так как это уменьшает расход энергии питания. В отсутствие трансформаторов здесь нетрудно охватить выходной и один или два предыдущих каскада общей петлей об-ратной связи и получить коэффициент гармоник всего устройства при работе оконечного каскада в режиме В без подбора транзисторов в плечах схемы и полной выходной мощности порядка десятых долей процента и ниже. В схеме рис. 3.2.7 напряжение смещения входных цепей транзисторов Т2 и Т3, необходимое для уменьшения нелинейных искажений слабых сигналов при работе каскада в режиме В, снимается с температурно-зависимого резистора Rc, шунтированного конденсатором Сш для устранения падения на нем напряжения сигнала; Rc и Сш можно заменить подходящим диодом Д, включенным в проводящем направлении, как это сделано на рис. 3.2.8. Резистор Rд1 на рис. 3.2.7 является резистором коллекторной стабилизации, так как использование эмиттерной стабилизации здесь нежелательно из-за снижения и без того недостаточного напряжения питания резисторного каскада с транзистором Т1. Бестрансформаторные каскады с большой выходной мощностью требуют большой ток входного сигнала, и при схеме усилителя, изображенной на рис. 3.2.7, в которой транзистор предыдущего каскада Т1 должен работать в режиме А, этот транзистор потребляет значительную мощность от источника питания, что заметно увеличивает расход энергии на питание устройства. Для уменьшения входного тока сигнала и потребляемой предыдущим каскадом мощности питания транзисторы бестрансформаторного к аскада нередко делают составными.

Рис. 3.2.7 Рис. 3.2.8

Рис. 3.2.7 – простая схема бестрансформаторного двухкаскадного усилителя с выходным каскадом, работающим в режиме В.

Рис. 3.2.8 – бестрансформаторный усилитель с несимметричным выходом и входом и мощными выходными транзисторами, работающими в режиме В.

Широкое применение бестрансформаторных усилительных устройств с большой выходной мощностью и двухтактным выходным каскадом с дополнительной симметрией типа рис. 3.2.6 затрудняет-ся малым выбором пар p-n-p- и n-p-n- транзисторов большой мощности. Для устранения этого затруднения бестрансформаторный выходной каскад можно собрать по схеме рис. 3.2.5 на транзисторах большой мощности одинаковой проводимости Т4 и Т5, а от необходимости применения инверсного каскада избавиться введением в схему p-n-p- и n-p-n- транзисторов малой мощности Т2 и Т3, образующих с транзисторами Т4, и Т5 составные транзисторы и выполняющих роль инверсного каскада (рис. 3.2.8). С резисторов Rб.э здесь снимаются одинаковые напряжения сигнала противоположной полярности на транзисторы Т4, и T5, резисторы Rэ, пока-занные пунктиром, не обязательны — их введение лишь улучшает стабильность работы схемы. В интегральных схемах технологически удобно делать все транзисторы одной проводимости; это условие в схемах рис. 3.2.6—3.2.8 не выполняется. Схема рис. 3.2.5, хотя и содержит транзисторы одной проводимости, но требует применения специального инверсного каскада, не удобного для выполнения по интегральной технологии и для работы в режиме В; поэтому схемы рис. 3.2.5—3.2.25 обычно собирают из отдельных компонентов. Бестрансформаторный двухтактный каскад мощного усиления, позволяющий обойтись без инверсного каскада, можно осуществить с транзисторами одной проводимости, если сигнал от внешнего источника или предыдущего каскада подать на вход одного плеча, называемого ведущим, а противоположный по фазе сигнал на вход второго плеча, называемого ведомым, подать с выхода ве-дущего плеча. Такие каскады называют двухтактными каскадами с последовательным управлением, в отличие от рассмотренных выше двухтактных каскадов с параллельным управлением, в которых сигнал от предыдущего каскада подают на оба плеча схемы.

По указанным причинам в интегральных схемах мощного усиления работающий в режиме В двухтактный выходной каскад обычно делают с последовательным управлением. Устройство и принцип действия одного из вариантов такой схемы поясняет рис. 3.2.9; ведущим плечом здесь является транзистор Т1 включенный с общим эмиттером и работающий в режиме В с малым током покоя через диод Д на нагрузку RH в течение первого полупериода сигнала, открывающего транзистор Т1 и диод. Полярность сигнала в этот полупериод на входе транзистора и на диоде показана на рис. знаками ( + ) и (—). Ведомым плечом схемы здесь является составной транзистор Т2— Т3, на вход которого поступает напряжение сигнала с диода Д, находящегося в выходной цепи ведущего плеча. Составной транзистор Т2—Т3 также работает в режиме В с малым током покоя и почти полностью закрывается во время первого полупериода напряжением сигнала, падающим на диоде. Во время второго полупериода указанная на рис. полярность сигнала меняется на обратную, транзистор Т1 и диод почти полностью закрываются, а изменившаяся полярность сигнала на диоде открывает составной транзистор, который и работает в течение второго полупериода на нагрузку Rн. Резистор R, показанный на рис. 3.2.9 пунктиром, не является необходимым; его включение позволяет улучшить свойства составного транзистора.

Для упрощения схемы рис. 3.2.9 на ней не показаны цепи смещения ведущего и ведомого плеча, а также компоненты стабилизации точек покоя плеч. Недостатком схем типа рис. 3.2.9 является сильная асимметрия ведущего и ведомого плеч, которая и позволяет осуществить работу каскада с последовательным управлением в режиме В; эта асимметрия и особенности интегральной технологии заставляют вводить в схему глубокую отрицательную обратную связь для получения допустимой величины нелинейности устройства (коэффициента гармоник) при полной выходной мощности.

3.2.5. Расчет бестрансформаторных двухтактных каскадов

При заданном сопротивлении нагрузки Rн бестрансформаторного каскада и заданной мощности сигнала Рн, отдаваемой им в нагрузку, для получения наибольшего коэффициента полезного действия и наименьшего расхода энергии питания значение питающего каскад напряжения Е должно быть строго определенным. Для бестрансформаторных двухтактных каскадов мощного усиления, показанных на рис. 3.2.5, 3.2.6, при работе их в режиме А сопротивлением нагрузки плеча двухтактной схемы является удвоенное сопротивление внешней нагрузки, т. е. 2Rн, так как в режиме А оба плеча схемы работают параллельно на сопротивление Rн. Нагрузочную прямую плеча схемы в этом случае строят для R~=2Rн (рис. 3.2.10а), а необходимое для наименьшего расхода энергии напряжение питания каскада Е и другие расчетные величины находят из выражений

(3.2.14)

(3.2.15)

Eсли задано напряжение питания E, а сопротивление нагрузки можно изменять в широких пределах, то необходимое для наименьшего расхода энергии сопротивление нагрузки в режиме А

В выражениях (3.2.14) и (3.2.15) Uост — остаточное напряжение коллектор — эмиттер при максимальном токе коллектора Imax, соответствующее верхней точке нагрузочной прямой; Imin — минимальный ток коллектора, соответствующий нижней ее точке.

У бестрансформаторных двухтактных каскадов рис. 3.2.5, 3.2.6 при работе их в режиме В сопротивление нагрузки плеча R~, для которого строят нагрузочную прямую на семействе выходных характеристик транзистора, равно сопротивлению нагрузки Rн, так как плечи здесь работают на нагрузку поочередно Необходимое для наименьшего расхода энергии напряжение питания при заданном сопротивлении нагрузки каскада Rн или необходимое сопротивление нагрузки каскада при заданном напряжении его питания Е и другие расчетные величины для бестрансформаторных каскадов находят из выражений

(3.2.16)

где Uост — остаточное напряжение коллектор — эмиттер при токе коллектора, равном Imax . Ток покоя

коллектора I’0 у таких каскадов в режиме В обычно можно брать порядка (0,04—0,07) I'mах, т. е. меньше чем у трансформаторных, так как бестрансформаторные каскады обычно охватывают глубокой обратной связью по постоянному и переменному токам, стабилизирующей положение точки покоя и сильно снижающей вносимые каскадом нелинейные искажения. Полученные в результате расчета по формулам (3.2.13)-(3.2.15) значения Imax и I’max не должны превышать максимально допустимый ток коллектора применяемых в каскаде транзисторов, а значение Е не должно превышать 0,8—0,9 максимально допустимого напряжения коллектор — эмиттер. Частотные свойства используемых транзисторов должны удовлетворять требованиям, предъявляемым к частотной или переходной характеристике устройства. Расчет остальных данных проводят так же, как и в трансформаторных каскадах.

3.3. Широкополосные каскады и каскады специального назначения

3.3.1. Особенности широкополосных усилителей

Широкополосные усилители отличаются от усилителей звуковой частоты некоторыми специфическими особенностями. Так как в широкополосных усилителях требуется усиливать электрические сигналы в очень широкой полосе частот — от единиц или десятков герц до многих мегагерц, то в них используют резисторные каскады (имеющие наилучшие частотные, фазовые и переходные ха-рактеристики), дополненные для расширения полосы усиливаемых частот специальными корректирующими цепями. Широкополосные каскады с коррекцией применяют для усиления как гармонических, так и импульсных сигналов, для широкополосного усиления используют специальные транзисторы, называемые высокочастотными, имеющие высокую предельную частоту коэффициента передачи тока. Транзисторы в широкополосных каскадах обычно включают с общим эмиттером или истоком.

Рассмотрим особенности широкополосного усилителя, связанные с весьма высоким значением верхней границы полосы пропускания f_в.

Как видно из формулы (3.1.15), для увеличения полосы пропускания частот (для увеличения f_в) надо уменьшить резистор R коллекторной или анодной нагрузки. Но с уменьшением R согласно (3.1.7), снижается коэффициент усиления .каскада, поэтому широкополосные каскады имеют сравнительно небольшой коэффициент усиления, тем меньший, чем выше верхняя рабочая частота f_в. Малое значение К_ср иметь невыгодно, так как. это заставляет увеличивать число каскадов усилителя, что усложняет и удорожает усилитель и уменьшает надежность его работы. Поэтому важным показателем широкополосного каскада, характеризующим его качество, является произведение коэффициента усиления напряжения в области средних частот К_ср на верхнюю граничную частоту f_вг, пропорциональное площади частотной характеристики; обозначим это произведение через П и назовем площадью усиления каскада:

(3.3.1)

Рассмотрим зависимость площади усиления от рода используемого в каскаде усилительного элемента и сопротивления его нагрузки. Площадь усиления резисторного каскада с полевым транзистором можно найти, определив из (3.1.12) значение f_вг и умножив его на (3.1.7):

(3.3.2)

Полученное выражение показывает, что площадь усиления широкополосного резисторного каскада с полевым транзистором или электронной лампой не зависит от сопротивления его нагрузки, а определяется только крутизной характеристики S и емкостью С₀, нагружающей каскад. Это объясняется тем, что при уменьшении сопротивления нагрузки каскада коэффициент усиления падает во столько же раз, во сколько увеличивается верхняя граничная частота, а поэтому их произведение остается постоянным. Из (3.3.2) следует, что а значит, чем больше площадь усиления каскада, тем он может дать больше коэффициента усиления при заданной высшей рабочей частоте или заданном времени установления.

Поэтому для уменьшения расхода энергии питания для широкополосного каскада следует брать транзистор с наименьшим потреблением энергии, лишь обеспечивающие необходимое усиление и нужную амплитуду сигнала.

У каскада с биполярным транзистором уменьшение сопротивления нагрузки при большом его значении уменьшает усиление и повышает верхнюю граничную частоту, как и у каскада с полевым транзистором.

П ри сопротивлении нагрузки порядка 100 Ом и выше площадь усиления каскада с биполярным транзистором:

(3.3.3)

но при малых сопротивлениях нагрузки (десятки Ом и меньше) вследствие влияния сопротивления базы r’_б верхняя граничная частота растет медленнее, чем падает усиление, а поэтому площадь усиления уменьшается, стремясь к 0 при R = 0.