Материал: Схемотехника аналоговых электронных устройств. Воробьева Е.И

Однако при изменении температуры или напряжения питания, старении компонентов ток покоя транзистора Т3 изменится и на выходе такого усилителя появится постоянное напряжение. Для его уничтожения придется регулировать делитель R'1R'2, поддерживая отсутствие напряжения на выходе в отсутствие сигнала. Отсутствие общего провода между входной и выходной цепями в схеме УПТ, изображенной на рис. 4.1.2 , также является ее недостатком. Если заземлить в этой схеме один из зажимов входной цепи, подключенная к выходным зажимам нагрузка окажется под потенциалом относительно земли; при заземлении одного из выходных зажимов под потенциалом относительно земли окажется источник сигнала, что иногда нежелательно или недопустимо. Режим работы транзистора в каскаде такого усилителя выбирается, как в обычном резисторном каскаде. Коэффициент усиления, частотную характеристику в области верхних частот и переходную в области малых времен для каждого каскада рассчитывают с учетом обратной связи, вносимой резистором Rэ. Однако если схему с непосредственной связью типа рис. 4.1.2 выполнить симметричной (двухтактной), то при включении стабилизирующих режим резисторов Rэ в общие провода эмиттеров; истоков или катодов каждого из каскадов местные отрицательные обратные связи по току устраняются и каскады такого усилителя дают полное усиление. Симметричные схемы усилителей постоянного тока с непосредственной связью широко используются в микроминиатюрных транзисторных усилителях постоянного тока. Для того чтобы не терять усиление в каскадах УПТ, как это имеет место в схеме рис. 4.1.2 , для компенсации постоянной составляющей выходного напряжения предыдущего транзистора и создания между базой и эмиттером следующего транзистора требуемого напряжения смещения в УПТ прямого усиления широко используют так называемые схемы сдвига уровня. Существуют различные схемы сдвига уровня; одной из простейших является схема сдвига уровня посредством делителя из двух резисторов, питаемых от дополнительного источника постоянного тока Едоп. Такая схема сдвига уровня применена в схеме усилителя постоянного тока с потенциометрической межкаскадной связью, изображенной на рис. Эта схема лишена многих недостатков, которые имеет схема с непосредственной связью, приведенная на рис.

Рис. 4.1.3. Транзисторный усилитель постоянного тока с потенциометрической связью и дополнительным источником компенсирующего напряжения

Здесь входная и выходная цепи имеют общий провод, а питание осуществляется от двух источников постоянного тока источника питания выходных цепей Е и дополнительного источника компенсирующего напряжения Едоп. Компенсация излишнего отрицательного потенциала, поступающего с коллекторов предыдущих транзисторов на базу последующих, а также компенсация постоянной составляющей напряжения во входной и выходной цепях здесь осуществляется от дополнительного источника Едоп через резисторы Rc, R'c, R"c, R’’’с.

Резисторы и конденсаторы в цепи эмиттера, изображенные на рис 4.1.3 пунктиром, используются для стабилизации режима и высокочастотной коррекции. Вместо двух источников постоянного напряжения в схеме можно использовать один источник со средней точкой, соединенной с общим проводом, или один источник с искусственной средней точкой, образованной резисторами делителя, подключенного параллельно источнику питания. К недостаткам потенциометрической схемы связи можно отнести большое число резисторов в каскаде и в 1,5—2 раза меньший коэффициент усиления по сравнению со схемой непосредственной связи; это объясняется шунтированием сопротивлений R потенциометрами, а также тем, что часть напряжения сигнала теряется на резисторах Rн. Резисторы R в коллекторной цепи и режим работы транзисторов в каскаде с потенциометрической связью выбирают, как в обычном резисторном каскаде предварительного усиления, а ток Iп через резистор Rп берут одного порядка с током покоя коллектора I0к транзистора рассчитываемого каскада. Сопротивления резисторов Rп и Rс находят по известным напряжениям и токам покоя выходной и входной цепей и напряжениям Е и Едоп; расчетные формулы для R, Rп и Rc имеют вид:

( 4.1.2)

где U0 — напряжение между коллектором и эмиттером транзистора рассчитываемого каскада в режиме покоя; U0Б.СЛ И I0Б.СЛ — напряжение смещения и ток покоя цепи базы транзистора следующего каскада. Коэффициент усиления тока каскада с потенциометрической связью

(4.1.3)

где h21э — статический коэффициент передачи тока транзистора рассчитываемого каскада, а Rвх.тр.сл —входное сопротивление транзистора следующего каскада при включении с общим эмиттером. Для стабилизации режимов работы транзисторов усилитель с потенциометрической связью обычно охватывают петлей достаточно глубокой отрицательной обратной связи. Частотная характеристика на верхних частотах и переходная в области малых времен у каскадов с потенциометрической связью не отличаются от характеристик обычного резисторного каскада; поэтому частотные и переходные искажения здесь рассчитывают по формулам резисторного каскада. При этом для транзисторного каскада в выражении для Rэкв.в вместо Rд.сл подставляют Rc.

4.1.3. Дрейф нуля и способы его уменьшения

Причины дрейфа нуля.

Рассмотренные схемы УПТ обладают большой нестабильностью нулевого положения выходного напряжения или тока, имеющей место в отбалансированном усилителе в отсутствие входного сигнала. Нуль выходного напряжения при воздействии на усилитель различных факторов как бы смещается, «дрейфует» с течением времени, почему указанное явление и называют дрейфом нуля.

Рис. 4.1.4. Дрейф нуля в усилителе постоянного тока

Основными причинами дрейфа нуля являются изменение параметров усилительных элементов и других компонентов схемы при изменении температуры и их старении, а также изменении напряжения питания схемы. Указанные факторы вызывают изменение напряжений покоя на электродах усилительных элементов, а эти изменения вследствие использования в усилителях постоянного тока прямого усиления гальванической межкаскадной связи усиливаются последующими каскадами и поступают на выход. В результате при отсутствии напряжения сигнала на входе усилителя на его выходе появляется напряжение, имеющее как медленно изменяющуюся постоянную составляющую Uдр.п, так и беспорядочные отклонения от нее — колебания напряжения дрейфа Uдр.к (рис. 4.1.4). Постоянная составляющая напряжения дрейфа Uдр.п в основном обусловлена нагревом усилительных элементов и деталей схемы после включения усилителя и их старением, разрядом источников питания при питании от батарей или медленным уходом опорного напряжения при питании от стабилизированного источника питания. Колебания напряжения дрейфа Uдр.к от его среднего значения в основном определяются колебаниями напряжения источников питания усилителя и шумом, вызванным эффектом мерцания эмигрирующих электродов усилительных элементов. Для УПТ дрейф нуля представляет собой очень вредное явление, так как он не отличим от усиливаемых сигналов, искажает их и может недопустимо изменить режим работы усилительных элементов. У рассмотренных выше схем дрейф при нестабилизированном питании настолько велик, что при питании от электросети иногда нарушает работу даже одного каскада, а двухкаскадный усилитель обычно делает неработоспособным. Основные причины, вызывающие наибольший дрейф в транзисторных УПТ—изменение температуры транзистора в рабочих условиях и изменение напряжения источника питания каскада.

Так как дрейф выходного напряжения практически представляет собой разновидность помехи, то, прежде всего, необходимо решить вопрос о его допустимой величине (допустимом уровне). Для определения величины дрейфа накоротко замыкают, вход усилителя и измеряют изменение выходного напряжения за определенный выбранный промежуток времени. Оценку дрейфа обычно производят по входной цепи усилителя, поделив напряжение или ток дрейфа на выходе на коэффициент усиления усилителя. Для неискаженного усиления приведенные ко входу ток или напряжение дрейфа должны быть меньше минимального расчетного тока или напряжения входного сигнала. Так как сигнал минимален на первом каскаде усилителя, то допустимое напряжение дрейфа минимально для первого каскада. Поэтому допустимая нестабильность источника питания усилителя постоянного тока в основном определяется его первым каскадом. Изменение температуры переходов транзистора на 10° С из-за его прогрева или изменение температуры окружающей среды в обычном резисторном каскаде вызывает приведенное ко входу транзистора напряжение дрейфа порядка 20 мВ, дрейф такого же порядка вызывается и изменением напряжения источника питания каскада на 1—2 В. Определив возможные колебания напряжений источников листания, из указанных соотношений можно найти напряжение дрейфа в отсутствие каких-либо мер к его снижению. При этом в транзисторных усилителях суммируют напряжения дрейфа, получающиеся от изменения напряжения коллекторного питания и изменения температуры. После этого задаются отношением допустимого напряжения дрейфа к напряжению минимального входного сигнала и находят из него допустимое напряжение дрейфа. Поделив напряжение дрейфа, которое получается без принятия каких-либо мер к его снижению, на допустимую его величину, определяют, во сколько раз необходимо уменьшить напряжение дрейфа.

Широко используемыми на практике способами уменьшения дрейфа в УПТ прямого усиления являются: способ применения дифференциальных каскадов и компенсационных схем на входе усилителя, где дрейф наиболее опасен, и способ стабилизации напряжения источников питания. Для стабилизации источников коллекторного питания используют электронные, магнитные и феррорезонансные стабилизаторы напряжения. Однако стабилизаторы, обеспечивающие нормальную работу двухкаскадных и трехкаскадных УПТ прямого усиления без компенсационных и балансных схем, сложны, дороги и имеют низкий КПД. Экономически более выгодно для уменьшения дрейфа применять сравнительно простые балансные схемы в первых каскадах усилителей, позволяющих обеспечить работу двухкаскадных схем без стабилизации питания и работу трехкаскадных схем при простейших схемах стабилизации. Для уменьшения дрейфа нередко используют предварительный прогрев устройства, для того чтобы к началу работы усилителя получить почти постоянную температуру его компонентов; в наиболее ответственных случаях усилитель помещают в термостат.

4 .1.4. Балансные и дифференциальные каскады

Очень сильно дрейф нуля можно уменьшить использованием балансных схем, выходная цепь которых представляет собой схему сбалансированного моста, к одной диагонали которого подводится питание, а с другой диагонали снимается выходное напряжение. Примерами балансных каскадов являются двухтактный резисторный каскад и инверсный каскад с обратной связью. В идеальных каскадах такого типа, имеющих совершенно одинаковые усилительные элементы в обоих плечах схемы и одинаковые резисторы R в выходных цепях усилительных элементов, напряжение питания оказывается полностью сбалансированным и в выходной цепи каскада отсутствует. При воздействии же на каскад каких-либо дестабилизирующих факторов (изменения температуры, напряжения питания и т. д.) напряжение покоя на выходных электродах обоих усилительных элементов изменяется совершенно одинаково, схема по-прежнему остается сбалансирован-ной и напряжение дрейфа на выходе не появляется. Таким образом, идеальный балансный каскад с совершенно одинаковыми плечами схемы полностью компенсирует постоянную составляющую напряжения дрейфа. Однако на практике плечи балансного каскада никогда не бывают абсолютно одинаковыми, и поэтому дрейф не уничтожается полностью, а уменьшается тем сильнее, чем симметричнее схема.

В балансных каскадах усилительные элементы можно включить либо последовательно друг с другом по отношению к источнику питания, либо параллельно. Параллельные балансные каскады более удобны для практического использования и для микроэлектронной технологии, а поэтому в настоящее время в основном и применяются. Наиболее распространенным и употребительным параллельным балансным каскадом является дифференциальный каскад, по схеме отличающийся от инверсного каскада с обратной связью лишь тем, что имеет два входа, симметричных относительно общего провода схемы (рис. 4.1.5). Напряжение усиленного сигнала на выходе дифференциального каскада Uвых (между точками 3 и 4) равно его коэффициенту усиления Кд, помноженному на разность напряжений сигналов, подводимых к его входам:

(4.1.4)

(4.1.5)

Свое название дифференциальный каскад получил потому, что он усиливает только дифференциальный (разностный) сигнал, т. е. разность напряжений сигнала между первым и вторым входами. Разность Uвх1 -Uвх2 будет наибольшей в том случае, когда Uвх1 и Uвх2 имеют разные знаки, т. е. противоположны по фазе, так как при этом их абсолютные значения сложатся; такой входной сигнал называют дифференциальным входным сигналом. Если же Uвх1 и Uвх2 имеют одинаковую фазу, то сигнал называют синфазным. При подаче на симметричный вход дифференциального каскада (между точками 1 и 2) симметричного синфазного сигнала, у которого Uвх1 = Uвх2, разность Uвх1 и Uвх2 равна нулю и напряжение сигнала на выходе симметричного дифференциального каскада (между точками 3 и 4) будет отсутствовать. Следовательно, совершенно симметричный дифференциальный каскад синфазный сигнал на выход пропускать не будет. Эта особенность дифференциального каскада усиливать только дифференциальный сигнал и подавлять синфазный является очень важной и полезной, так как большинство видов помех является синфазными по отношению к цепям дифференциального каскада, так же как и напряжение дрейфа обоих его плеч, а поэтому дифференциальный каскад их сильно подавляет по отношению к полезному дифференциальному сигналу. Отношение коэффициента усиления дифференциального сигнала Кд к коэффициенту усиления синфазного сигнала Кс называют коэффициентом подавления синфазных сигналов Пс:

Пс= Кд/Кс (4.1.6)

Дифференциальный каскад в зависимости от способа подачи сигнала на его вход и способа снятия усиленного сигнала с выхода может быть использован различно. Так, сигнал на вход дифференциального каскада можно подавать следующими тремя способами: