Материал: Элементы систем автоматического управления. Кириллов Ю.В

(9.3)

как композиция из кривых выходных напряжений u(α_A), u(α′_А) прямого и обратного вентильных комплектов. Знак минус перед вторым членом обусловлен встречно-параллельным включением по выходу обратного комплекта по отношению к прямому комплекту.

Рис. 9.5

Основные характеристики преобразователя. Регулировочная характеристика непосредственного преобразователя частоты на идеальных элементах определяет зависимость действующего значения первой гармоники выходного напряжения фазы преобразователя в долях предельно возможной величины действующего значения выходного напряжения от относительной величины амплитуды модулирующего напряжения (по отношению к амплитуде опорного напряжения) и при арккосинусоидальном законе управления в соответствии с (9. 2) имеет вид

(9.4)

где М – глубина модуляции (угла α относительно значения α = 90^ο ), управляемая регулированием амплитуды модулирующего напряжения U_м, а U_{вых.(1)пр} – предельное значение действующего значения первой гармоники выходного напряжения при М = 1, равное U_{d 0}.

Здесь величина выходного напряжения прямо пропорциональна глубине модуляции, а частота выходного напряжения равна частоте модулирующего напряжения.

Внешняя характеристика непосредственного преобразователя частоты определяет зависимость действующего значения первой гармоники выходного напряжения преобразователя от действующего значения первой гармоники выходного тока преобразователя при постоянной глубине модуляции и наборе фиксированных значений коэффициентов сдвига первой гармоники выходного тока относительно первой гармоники выходного напряжения cosϕ₍₁₎, т.е.

Для нахождения уравнения внешней характеристики преобразователя используем схему замещения выпрямителя по гладкой составляющей, а нагрузку преобразователя представим заданным источником тока синусоидальной формы, в результате схема замещения одной фазы преобразователя частоты с реальным входным трансформатором получим вид, показанный на рис. 9.6,а.

а)

б)

Рис. 9.6

Уравнение для мгновенного значения первой гармоники выходного напряжения преобразователя

(9.5)

где–

-суммарная индуктивность рассеивания первичных и вторичных обмоток входного трансформатора, приведенная ко вторичной стороне.

Алгебраизируя уравнение (9.5) относительно действующих значений первичных обмоток переменных путем возведения уравнения в квадрат и усреднения за период первой гармоники, будем иметь

(9.6)

Разделив все члены уравнения на U_d0, получим уравнение внешней характеристики в относительных единицах в виде (9.7) -относительная величина действующего значения первой гармоники выходного тока преобразователя в долях базового тока, равного току короткого замыкания выпрямителя при α = 0. Из уравнения (9.7) видно, что при

внешние характеристики являются нелинейными падающими, а при дальнейшем повышении тока нагрузки сверх значения 2М cosϕ₍₁₎ они имеют нелинейный нарастающий характер, как это демонстрируют их графики (рис. 9.6). В частности, при чисто реактивной нагрузке (cosϕ₍₁₎ = 0) все характеристики будут нарастающими.

Входные энергетические характеристики устанавливают зависимость входного коэффициента мощности преобразователя частоты (и его компонентов – коэффициента искажения входного тока и коэффициента сдвига тока) от глубины модуляции М и коэффициента сдвига тока нагрузки по первой гармонике относительно первой гармоники выходного напряжения.

В связи со сложной формой входного тока преобразователя частоты точный анализ входных энергетических показателей трудоемок], и мы здесь ограничимся только оценочным анализом для случая, когда выходной ток преобразователя имеет малые пульсации и может быть принят синусоидальным. В этих условиях уравнение баланса активных мощностей на входе и выходе преобразователя на элементах без потерь имеет вид:

(9.8)

Отсюда входной коэффициент сдвига по первой гармонике равен :

(9.9)

где К_п.н, К_п.т – соответственно коэффициенты преобразования непосредственного преобразователя частоты по напряжению и току.

Если пренебречь в первом приближении зависимостью коэффициентов преобразования по напряжению и току от режима преобразователя (М, cosϕ_вых(1), числа входных фаз, величины выходной частоты), то входной коэффициент сдвига преобразователя уменьшится прямо пропорционально при снижении не только глубины модуляции М, т.е. степени регулирования выходного напряжения преобразователя (как у выпрямителя), но и коэффициента сдвига нагрузки cos ϕ_вых(1). Это обстоятельство формально свидетельствует об «энергетической прозрачности» непосредственного преобразователя частоты с естественной коммутацией (т.е. на вентилях с неполным управлением), когда всякое снижение качества энергетики выходной цепи прямо ухудшает энергетику входной цепи преобразователя.

Расчет коэффициента искажения входного тока непосредственного преобразователя частоты по шестипульсным схемам (36-тиристорная схема из трех реверсивных трехфазных мостовых выпрямителей) дает для него значения 0,963…0,99 в зависимости от режима. При дальнейшем увеличении пульсности в мощных преобразователях входной ток приближается к синусоиде, а его коэффициент искажения – к единице.

Спектры выходного напряжения преобразователя. Знание спектров выходного напряжения и входного тока непосредственного преобразователя частоты необходимо для решения задач электромагнитной совместимости преобразователя с нагрузкой и с питающей сетью. Эти задачи включают в себя не только расчет интегральных показателей качества электромагнитных процессов, но и ущерба от их некачественности, а также расчет фильтров на входе и на выходе преобразователя в случае их наличия. Знание спектров указанных переменных преобразователя необходимо в полном объеме при использовании спектрального метода расчета энергетических показателей и для нахождения интегральных коэффициентов гармоник напряжения и тока при прямом методе расчета энергетических показателей [1]).

Описание механизма формирования выходного напряжения преобразователя с помощью коммутационных матриц позволяет унифицировать это формирование через процедуру перемножения спектров коммутационных функций вентилей преобразователя и спектра питающего напряжения в общем случае, что позволяет сразу представлять возможные частоты гармоник в выходном напряжении. Величины же гармоник выходного напряжения удобно определить методом временной деформации (как и в инверторах напряжения). При этом методе в известный спектр выходного напряжения

выпрямителя [1]) вместо постоянного угла регулирования α подставляется закон периодической модуляции угла с частотой выходного напряжения. Анализ показывает, что в общем случае в выходном напряжении будут гармоники с частотами

(9.10)

где k, l равны 1, 2, 3, 4... . Конкретные величины k и l для значимых гармоник будут определяться законом модуляции угла регулирования.

9.2. Непосредственные преобразователи частоты на вентилях с полным управлением и циклическим методом формирования кривой выходного напряжения

Принцип действия преобразователя. Рассмотрение указанного типа непосредственных преобразователей частоты (циклоконверторов) необходимо начать с уточнения терминологии в названии этих преобразователей. Помимо приведенного в заголовке названия для преобразователя на вентилях с полным управлением в технической литературе используют еще такие названия: преобразователь частоты с однократной модуляцией, преобразователь частоты с квазиоднополосной модуляцией, преобразователь частоты фазоразностного типа, фазовый демодулятор, матричный преобразователь, инвертор напряжения с непосредственной связью и другие в зависимости от того, какую особенность такого циклоконвертора принять за доминирующую. Представляется более удобным в названии преобразователя не использовать какую-либо особенность его управления, как это делается сейчас, а сохранить в названии его специфику – непосредственную связь (через вентили) входа и выхода, а особенность управления отмечать добавлением метода формирования кривой выходного напряжения. С учетом этого к циклическому управлению отнесем алгоритмы управления, когда коммутации вентилей в выходных фазах преобразователя осуществляются одновременно, что обеспечивает простоту управления и анализа электромагнитных процессов в преобразователе.

Принципиальные схемы непосредственных преобразователей частоты остаются неизменными при различных алгоритмах формирования их кривых выходных напряжений. Поэтому рассмотрим здесь циклический метод формирования выходного напряжения применительно к прежней схеме 18-вентильного преобразователя, в которой только встречно-параллельные тиристоры заменены на два встречно-параллельно включенных полностью управляемых вентиля, которые, в свою очередь, представлены в схеме преобразователя на рис. 9.7 условными ключами, способными включаться и выключаться в желаемые моменты времени и позволяющими проходить току через них в любом направлении. Практически такие ключи с двунаправленной проводимостью реализуются или встречно-параллельным включением двух GTO-тиристоров, или одной из возможных транзисторно-диодных комбинаций, показанных на рис. 8.14. Использование диодов обусловлено необходимостью предотвращения смены полярности транзисторных напряжений на недопустимые для них.

Диаграммы напряжений, токов и управляющих сигналов для ключей циклоконвертора по схеме рис. 9.7 построены на рис. 9.8. На первой диаграмме приведена трехфазная система входных напряжений, на второй – кривая выходного напряжения фазы А преобразователя, отсчитанного относительно нулевой точки питающей сети. На следующих двух диаграммах показаны условные сигналы управления для ключей К1, К3, К5 фазы А преобразователя,

Рис. 9.7

определяющие длительность их проводящего состояния на первом интервале Т₁ такта Т_т. На последней диаграмме приведены импульсы управления для соответствующих троек ключей К1, К7, К13; К3, К9, К15; К5, К11, К17, с помощью которых обеспечивается формирование нулевой паузы в кривой выходного напряжения.

Рис. 9.8

Для регулирования величины первой гармоники выходного напряжения преобразователя вводят широтно-импульсное управление. При однополярной модуляции нулевая пауза в кривой выходного напряжения образуется, как и в инверторе напряжения с ШИР, на втором подинтервале Т₂ такта Т_т путем подключения всех фаз нагрузки к одной фазе питающей сети, что отразится на кривой входного тока преобразователя, также имеющей нулевые паузы. Это обстоятельство, в свою очередь, требует включения на входе преобразователя или LC-фильтра, обеспечивающего возможность скачков входного тока, аналогичного входному фильтру выпрямителя с опережающим фазовым регулированием [1]), или устройства сброса энергии из индуктивностей питающей сети L_с при обрыве тока в них для исключения перенапряжений. Это устройство сброса состоит из трехфазного диодного мостового выпрямителя, буферного (накопительного) конденсатора С_Б, ячейки поглощения энергии ЯПЭ (рис. 9.9). Ячейка поглощения энергии представляет собой в простейшем случае (маломощный преобразователь) активное сопротивление, а в случае мощного преобразователя – зависимый инвертор, подключенный к той же питающей сети и возвращающий энергию сброса из конденсатора С_Б снова в сеть. Поскольку зависимый инвертор в ЯПЭ будет работать с углом регулирования β_min, потребуется наличие повышающего трансформатора на выходе этого инвертора для согласования уровня напряжения на конденсаторе С_Б с напряжением питающей сети [1]). Мощность этого трансформатора в процентах от входной мощности непосредственного преобразователя частоты определяется напряжением короткого замыкания (в процентах) питающей сети.

При двухполярной модуляции для регулирования величины первой гармоники выходного напряжения непосредственного преобразователя частоты на втором интервале каждого такта вместо нулевой паузы используется подключение фазы нагрузки (выхода преобразователя) к другой фазе питающей сети. В шестипульсном преобразователе это будет фаза питающей сети с напряжением противоположной полярности, в трехпульсном как на рис. 9.7, это может быть предыдущая или последующая фаза питающей сети, как показано для последнего случая на рис. 9.10. При этом входной ток преобразователя частоты не прерывается нулевыми паузами и поэтому ослабевает необходимость введения входного фильтра или устройства сброса энергии из индуктивностей сети. Правда, качество выходного напряжения преобразователя тогда будет хуже, чем при однополярной модуляции.

Рис. 9.10

Математическая модель непосредственного преобразователя частоты будет такой же, как у предыдущего преобразователя частоты, только здесь изменится вид коммутационных функций вентилей, входящих в коммутационные матрицы. Так как при циклическом управлении частота первой гармоники коммутационной функции вентилей отличается от частоты напряжения питающей сети в большую или меньшую сторону, то, очевидно, частота первой гармоники выходного напряжения преобразователя будет определяться разницей этих частот, т.е.

(9.11)

где p = qm₂ – пульсность схемы непосредственного преобразователя частоты, определяемая пульсностью схем выпрямителей, из которых образован преобразователь; Т_вх – период входного напряжения.

Максимальная частота выходного напряжения преобразователя с циклическим управлением ограничивается только предельно допустимой частотой коммутации используемых ключей.

Основные характеристики преобразователя. Под регулировочной характеристикой непосредственного преобразователя частоты с циклическим управлением будем понимать зависимость действующего значения первой гармоники выходного напряжения преобразователя от относительной длительности первого подинтервала Т₁ такта коммутации Т_т, обозначенной как Т₁^* . Оценим эти зависимости для однополярной и двухполярной модуляции, рассмотрев процедуры формирования первой гармоники выходного напряжения преобразователя из средних значений на интервалах тактов в кривой мгновенных значений выходного напряжения преобразователя. На рис. 9.11,а,б показаны кривые мгновенных значений выходного напряжения преобразователя в области максимума его первой гармоники для однополярной модуляции в трехпульсном преобразователе и для двухполярной модуляции в шестипульсном преобразователе соответственно.

Рис. 9.11

Среднее значение напряжения на такте при однополярной модуляции

(9.12)

и для двухполярной модуляции

(9.13)

При частоте выходного напряжения преобразователя, стремящейся к нулю, Т_т стремится к Т₁/3 в трехпульсном преобразователе и к Т₁/6 в шестипульсном. Тогда для этого случая относительная величина действующего значения первой гармоники выходного напряжения преобразователя в соответствии с (9.8) будет равна для однополярной модуляции