Материал: Элементы систем автоматического управления. Кириллов Ю.В

(9.14)

и для двухполярной модуляции

(9.15)

В отличие от линейных регулировочных характеристик непосредственного преобразователя частоты на вентилях с неполным управлением и фазовым способом регулирования здесь регулировочные характеристики нелинейны (рис. 9.12).

Рис. 9.12

Кроме того, они еще заметно зависят от степени близости частоты выходного напряжения преобразователя от частоты напряжения питающей сети.

Внешние характеристики. Разрывной характер входного тока рассматриваемого непосредственного преобразователя частоты требует, как уже отмечалось, наличия входного LC-фильтра, как и в регуляторах переменного напряжения с ШИР. В этом случае при идеальных вентилях преобразователя частоты его внешняя характеристика будет определяться внешней характеристикой входного LC-фильтра.

9.3. Непосредственные преобразователи частоты с коэффициентом преобразования по напряжению больше единицы (повышающие циклоконверторы)

Концепция получения управляемого коэффициента преобразования по напряжению больше единицы в циклоконверторах аналогична рассмотренной концепции повышения коэффициента преобразования в регуляторах переменного напряжения. Функционально повышающе-понижающий циклоконвертор является специфическим объединением непосредственного преобразователя частоты на вентилях с полным управлением с циклическим методом формирования кривой выходного напряжения и повышающе-понижающего регулятора переменного напряжения. Схема такого циклоконвертора трехфазного напряжения в однофазное по нулевой схеме показана на рис. 9.13. Ключи К1-К3 работают в режиме ключей непосредственного преобразователя частоты с циклическим управлением и широтно-импульсным регулированием. На рис. 9.14 показаны импульсы управления этими ключами под временными диаграммами входных напряжений и тока одной из фаз.

Рис. 9.13

Здесь же ниже показаны импульсы управления ключом К₄, как бы дополняющие по длительности импульсы ключей К₁-К₃ до такта Т_т. На последней диаграмме приведена форма тока накопительного дросселя L и напряжения на накопительном конденсаторе С.

Таким образом, энергия тока накопительного дросселя L циклоконвертора передается «порциями» через ключ К₄ в накопительный конденсатор С, обеспечивая при определенных сочетаниях параметров повышение выходного напряжения по сравнению с входным, как в повышающе-понижающем регуляторе переменного напряжения.

Входной ток трехфазно-однофазного циклоконвертора, как видно из временной диаграммы, не только является импульсным, но и содержит субгармонику, порождаемую низкой частотой выходного тока. Но эта субгармоника во входном токе может быть исключена в трехфазно-трехфазном повышающе-понижающем циклоконверторе, получаемом при объединении трех трехфазно-однофазных циклоконверторов, изображенных на рис. 9.13. Схема такого преобразователя представлена на рис. 9.14. Ключи циклоконвертора К₁-К₃ в каждой фазе рис. 9.14 выполнены по стандартной схеме, а ключи К₄ – встречно-параллельным соединением транзисторов и диодов, с использованием свойства связности трехфазной нагрузки без нулевого провода. Для получения синусоидального тока в питающей сети из импульсного входного тока циклоконвертора включен входной LC-фильтр.

Рис. 9.14

Подобным же образом можно получить повышающе-понижающий циклоконвертор на основе объединения циклоконвертора с циклическим управлением и повышающе-понижающего регулятора переменного напряжения на базе схемы Кука. Но если в этом регуляторе переменного напряжения его входной ток непрерывен, то в образуемом на его основе повышающе-понижающем циклоконверторе, показанном на рис. 9.15, входной ток станет импульсным, так как непрерывный входной ток регулятора будет «роздан» ключами циклоконвертора по фазам входного напряжения в виде импульсных токов. Значит, и в этом случае потребуется входной LC-фильтр для обеспечения синусоидального тока в фазах источника питания.

Рис. 9.15

Тем не менее можно построить повышающе-понижающий циклоконвертор в интеграции с регулятором на базе схемы Кука, если накопительный дроссель L в схеме рис. 9.15 расщепить на три и вынести в фазы входного напряжения, при этом сам циклоконвертор выполнить не по нулевой, а по трехфазной мостовой схеме, как показано на рис. 9.16, причем ключи циклоконвертора К₁-К₆ реализовать по схеме 8.14.

Рис. 9.16

Если учесть, что ключи К₁-К₆ могут проводить ток в любом направлении, то по сути мост на ключах К₁-К₆ эквивалентен встречно-параллельному включению двух трехфазных мостовых схем на вентилях с односторонней проводимостью. Тогда напряжение на выходе моста на ключах К₁-К₆ может иметь любую из двух полярностей в зависимости от того, какими транзисторами ключей (например, Т₁ и Т₁^’ в ключе К₁) и когда ими управлять. Таким образом, ключи К₁-К₆ как бы делают возможным питание такого преобразователя от трехфазной сети переменного напряжения, а не от постоянного напряжения. При этом на первом интервале такта преобразования, как и прежде, должны происходить запасание энергии в накопительных индуктивностях L в цепи трехфазного переменного тока и одновременно обеспечиваться питание выходной цепи от накопительной емкости С. Это выполняется включением на первом интервале всех ключей К₁-К₆ моста, что приводит к соединению накопительных дросселей в звезду, и подключением конденсатора С к выходной цепи.

На втором интервале такта остаются включенными только три ключа моста ключей К₁-К₆, а именно те из ключей, которые обеспечивают протекание тока в накопительных индуктивностях в прежних направлениях и заданную полярность выходного напряжения моста. При этом включается и ключ К₇, что приводит к передаче энергии из накопительных дросселей L в накопительный конденсатор С и одновременно питание нагрузки от энергии реактивных элементов выходного L_фC_ф-фильтра.

Как было установлено в разделе 8, уровень выходного напряжения регулятора Кука зависит от относительной длительности первого интервала такта, причем достаточно линейно до уровня относительной длительности.

9.4. Спч с промежуточным звеном постоянного тока

Рис. 9.17. Укрупненная функциональная схема электропривода с частотным управлением.

Преобразование частоты возможно по схеме электромашинного преобразователя: приводной двигатель с регулируемой частотой вращения — синхронный генератор. Однако такая схема для управления электроприводом применяется значительно реже из-за громоздкости и низких энергетических показателей. Практически все ПЧ строятся на основе полупроводниковых элементов — транзисторов, тиристоров и т.д., которые получили название статических преобразователей частоты (СПЧ). Широкое распространение СПЧ объясняется их высокими технико-экономическими показателями. Помимо регулируемого электропривода СПЧ (рис. 9.17) применяют в источниках бесперебойного питания, установках для высокочастотного нагрева металла и т.д.

Статические преобразователи частоты со звеном постоянного тока состоят из следующих основных блоков (рис 9.18, а): управляемого выпрямителя (УВ) 1 со схемой управления 2, автономного инвертора (АИ) 3 со схемой управления 4 и фильтра 5 в звене постоянного тока. Напряжение сети (Uc,f_c) в СПЧ преобразуется в напряжение U_s регулируемой частоты f_s. Амплитуда этого напряжения регулируется системой управления выпрямителем (СУВ), а его частота — системой управления инвертором (СУИ). В зависимости от схемы фильтра Ф (рис. 9.18, б, в) в звене постоянного тока АИ делятся на инверторы напряжения (АИН) и тока (АИТ). АИН являются источниками напряжения, для чего фильтр кроме индуктивности Lф содержит конденсатор С_ф относительно большой емкости (порядка (2...5)10³ мкФ). Это обеспечивает АИН жесткую характеристику (зависимость напряжения от нагрузки). Управляющими воздействиями на двигателе в СПЧ-АИН являются амплитуда и частота напряжения.

Рис:9.18. Схема статического преобразователя частоты (а) и схемы фильтров (б, в) в звене постоянного тока.

В схеме СПЧ на основе АИТ в звено постоянного тока включается реактор L_d с большой индуктивностью (рис. 9.18, в), что делает такой инвертор источником тока. Поэтому в схеме СПЧ-АИТ управляющими воздействиями на двигатель являются частота и ток статора. Эти особенности предопределяют структуры замкнутых систем регулирования, которые будут рассмотрены ниже.

Рассмотрим подробнее процесс формирования напряжения и схемы СПЧ-АИН. Процесс выпрямления напряжения сети U_c с помощью УВ не отличается от процесса в электроприводах постоянного тока.

Рассмотрим работу АИН на примере трехфазной мостовой схемы (рис. 9.19) с подключением обмоток АД, соединенных в звезду (соединение обмоток в треугольник не меняет принципа работы АИН).

Рис. 9.19. Принципиальная схема силовой части автономного инвертора напряжения (устройства коммутации тиристоров VS1 ...VS6 не показаны)

Тиристоры VS1...VS6 осуществляют поочередное подключение источника постоянного напряжения U_d к точкам А, В и С, являющимся выходами инвертора. На схеме не изображены устройства принудительной коммутации тиристоров; взамен тиристоров могут применяться также транзисторы. Наиболее простую структуру системы управления имеют АИН с фиксированным значением угла проводящего состояния тиристоров = 120^е: эл. и = 180° эл. Получение формы выходного напряжения при , = 180° эл. можно показать следующим образом. Последовательным включением двух конденсаторов С1 и С2 равной емкости на; входе инвертора образуем нулевую точку, как показано на рис. 9.19, потенциал которой равен нулю. Тогда фазные напряжения инвертора u_аи, и_bи и u_си, равные потенциалам точек А, В и С относительно нуля, зависят от состояния тиристоров VS1...VS6. Например, для точки A , когда открыт VS1, и при от­крытом VS4. При = 180° эл. всегда открыты три тиристора од­новременно. Соответствующие построения фазных напряжений инвертора u_аи, и_bи и u_си, линейных напряжений и_аb, u_bc и и_са и фазных напряжений нагрузки и_а u_b и и_с при соединении в звезду показаны на рис. 9.19. Там же обозначены тиристоры, находящиеся в проводящем состоянии. Линейные напряжения равны:

; ;

Для нахождения фазных напряжений, и_а u_b и и_с на нагрузке при соединении звездой запишем систему уравнений:

(9.16)

С учетом того, что в симметричной системе и_а + u_b + и_с = 0, из (9.16) получим:

(9.17)

Необходимо заметить, что уравнения (9.17) не приемлемы для нахождения фазных напряжений инвертора, так как для последних не соблюдается условие равенства нулю суммы фазных напряжений ввиду наличия напряжения третьей гармоники.

Вентили VD1...VD6 обратного тока в схеме, приведенной на рис. 9.19, служат для возврата реактивной энергии АД в конденсатор Сф либо (частично) через открытый тиристор другой фазы в нагрузку. При угле проводимости тиристоров =120° эл. форма кривой фазного напряжения зависит от cos нагрузки и в целом имеет более сложный характер. При cos 0,558 напряжение

Рис. 9.20. Напряжение инвертора и нагрузки при = 180° эл.

аналогично (см. рис. 9.20), так как нулевая пауза в кривой напряжения заполняется из-за открытого состояния одного из диодов (VD1...VD6), через который в данный интервал времени осуществляется возврат энергии.

Предоставляем читателю возможность самостоятельно построить кривые напряжения, аналогичные кривым на рис. 9.20, но при = 120° эл. и = 150° эл. Интересно проследить изменение формы напряжения при различных значениях cos , например: cos = 0 и cos = 1.

Рис. 9.21. Схема силовой части СПЧ на основе АИН (а) и схема индивидуальной коммутации тиристора(б).

Амплитуда напряжения на входе инвертора регулируется тиристорами VS7...VS12 УВ; между УВ и АИН включен L_ф-С_ф-фильтр. Для коммутации тиристоров VS1...VS6 инвертора служат конденсаторы С и реакторы L. Отсекающие диоды VD7... VD12 предотвращают разряд коммутирующих конденсаторов через нагрузку. Частота коммутации тиристоров VS1...VS6, которая однозначно определяет выходную частоту инвертора, задается системой управления. Характерная особенность схемы заключается в том, что каждый из тиристоров VS1...VS6 может быть открыт в течение 1/3 периода, т.е. =120° эл. Рассмотрим этот вопрос более подробно. При отпирании очередного тиристора из группы VS1, VS3, VS5 или VS2, VS4, VS6 предшествующий тири­стор запирается. Допустим, открыты тиристоры VS1 и VS2. Коммутирующий конденсатор заряжается по цепи: -VS1- L-С-VD9 — нагрузка — VS2— ; по окончании процесса заряда на левой обкладке конденсатора имеется «+» (цепи заряда других конденсаторов не рассматриваем). Следующим по порядку работы включается тиристор VS3 (VS5 в этом такте включен быть не может, так как при открытом VS2 это приведет к короткому замыканию), после чего на короткое время прохождения обратного тока образуется цепь С⁺ - L - VS1 - VS3 – СН^- и тиристор VS1 запирается. В дальнейшем рассматриваемый конденсатор перезаряжается по цепи - VS3 - С - L - VD7 — нагрузка — VD8 — VS2 — . Некоторое время, определяемое параметрами коммутирующей цепи, на левой обкладке конденсатора сохраняется знак «+», что необходимо для восстановления запирающих свойств тиристора VSI.